Title:
Akustischer Wellenfilter mit verstärkter Unterdrückung
Document Type and Number:
Kind Code:
T5

Abstract:

Ein akustischer Schmalbandfilter umfasst einen Eingang und einen Ausgang und mindestens ein akustisches Resonatorpaar, das zwischen dem Eingang und Ausgang gekoppelt ist. Jedes der akustischen Resonatorpaare umfasst mindestens einen akustischen In-Line-Resonator und akustischen In-Shunt-Resonator, die gemeinsam arbeiten, um ein nominales Passband zu erzeugen. Der akustische Filter umfasst ferner zumindest ein Kondensatorelement parallel zu einem von dem In-Line-Resonator und dem In-Shunt-Resonator jedes der akustischen Resonatorpaare, wodurch einer von einem unteren Rand und einem oberen Rand des nominalen Passbandes verschärft wird. embedded image





Inventors:
Raihn, Kurt F., Calif. (Goleta, US)
Hey-Shipton, Gregory L., Calif. (Santa Barbara, US)
Application Number:
DE112016005218T
Publication Date:
08/09/2018
Filing Date:
11/12/2016
Assignee:
Resonant Inc. (Calif., Santa Barbara, US)
International Classes:
H03H9/64; H03H9/54; H03H9/56
Attorney, Agent or Firm:
Patentanwälte Olbricht, Buchhold, Keulertz Partnerschaft mbB, 60325, Frankfurt, DE
Claims:
Akustischer Filter, umfassend:
eine piezoelektrische Schicht;
eine akustische Resonatorstruktur, die monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist;
eine konzentrierte kapazitive Struktur, die monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist und elektrisch parallel mit der akustischen Resonatorstruktur gekoppelt ist;
eine metallisierte Signalebene, die monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist;
eine metallisierte Masseebene, die monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist;
wobei jede von der akustischen Resonatorstruktur und der konzentrierten kapazitiven Struktur elektrisch an eine der metallisierten Signalebene und der metallisierten Masseebene gekoppelt ist, wobei die konzentrierte kapazitive Struktur vollständig in einer der metallisierten Signalebene und der metallisierten Masseebene verschachtelt ist.

Akustischer Filter nach Anspruch 1, wobei jede der akustischen Resonatorstruktur und der konzentrierten kapazitiven Struktur elektrisch zwischen der metallisierten Signalebene und der metallisierten Masseebene gekoppelt ist.

Akustischer Filter nach Anspruch 1, wobei die akustische Resonatorstruktur direkt mit der einen der metallisierten Signalebene und der metallisierten Masseebene verbunden ist.

Akustischer Filter nach Anspruch 1, wobei die konzentrierte kapazitive Struktur direkt mit der einen der metallisierten Signalebene und der metallisierten Masseebene verbunden ist.

Akustischer Filter nach Anspruch 1, wobei die eine der metallisierten Signalebene und der metallisierten Masseebene die metallisierte Signalebene ist.

Akustischer Filter nach Anspruch 1, wobei die eine der metallisierten Signalebene und der metallisierten Masseebene die metallisierte Masseebene ist.

Akustischer Filter nach Anspruch 1, wobei die metallisierte Signalebene ein metallisiertes Eingangssignalebenenteil und ein metallisiertes Ausgangssignalebenenteil umfasst, wobei jede der akustischen Resonatorstruktur und der konzentrierten kapazitiven Struktur elektrisch zwischen dem metallisierten Eingangssignalebenenteil und dem metallisierten Ausgangssignalebenenteil gekoppelt ist.

Akustischer Filter nach Anspruch 7, wobei die konzentrierte kapazitive Struktur vollständig in mindestens einem des Eingangssignalebenenteils und des Ausgangssignalebenenteils verschachtelt ist.

Akustischer Filter nach Anspruch 1, wobei die akustische Resonatorstruktur eine Anordnung ebener ineinandergreifender Resonatorfinger umfasst und die konzentrierte kapazitive Struktur eine Anordnung ebener ineinandergreifender kapazitiver Finger umfasst.

Akustischer Filter nach Anspruch 9, wobei die ineinandergreifenden kapazitiven Finger und ineinandergreifenden Resonatorfinger orthogonal zueinander sind.

Akustischer Filter nach Anspruch 1, wobei die piezoelektrische Schicht ein piezoelektrisches Substrat ist.

Akustischer Filter nach Anspruch 1, ferner umfassend ein nicht piezoelektrisches Substrat, wobei die piezoelektrische Schicht monolithisch auf dem nicht piezoelektrischen Substrat angeordnet ist.

Akustischer Filter nach Anspruch 12, wobei die piezoelektrische Schicht ein Dünnfilmpiezoelektrikum ist.

Description:
GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegenden Erfindungen betreffen im Allgemeinen Mikrowellenfilter und insbesondere akustische Mikrowellenfilter, die für Schmalbandanwendungen gestaltet sind.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Elektrische Filter werden seit langem in der Verarbeitung elektrischer Signale verwendet. Insbesondere werden solche elektrische Filter verwendet, um gewünschte elektrische Signalfrequenzen aus einem Eingangssignal zu wählen, indem die gewünschten Signalfrequenzen durchgelassen werden, während andere unerwünschte elektrische Signalfrequenzen blockiert oder abgeschwächt werden. Filter können in einige allgemeine Kategorien klassifiziert werden, die Tiefpassfilter, Hochpassfilter, Bandpassfilter und Bandstoppfilter enthalten, was auf die Art von Frequenzen hinweist, die selektiv durch den Filter durchgelassen werden. Ferner können Filter anhand der Art klassifiziert werden, wie Butterworth, Tschebyscheff, Inverse Tschebyscheff und elliptisch, was auf die Art von Bandformfrequenzantwort (Grenzfrequenzeigenschaft) hinweist, die der Filter relativ zur idealen Frequenzantwort bereitstellt.

Die Art des verwendeten Filters hängt häufig von der beabsichtigten Verwendung ab. In Kommunikationsanwendungen werden üblicherweise Bandpass- und Bandstoppfilter in zellulären Basisstationen, Mobiltelefonhandgeräten und anderen Telekommunikationsgeräten zum Herausfiltern oder Blockieren von RF-Signalen in allen außer einem vordefinierten Band oder mehreren vordefinierten Bändern verwendet. Von besonderer Bedeutung ist der Frequenzbereich von etwa 500-3.500 MHz. In den Vereinigten Staaten gibt es eine Reihe von Standardbändern, die zur zellulären Kommunikation verwendet werden. Diese enthalten Band 2 (~1800-1900 MHz), Band 4 (~1700-2100 MHz), Band 5 (~800-900 MHz), Band 13 (~700-800 MHz) und Band 17 (~700-800 MHz); wobei sich andere Bänder abzeichnen.

Mikrowellenfilter werden im Allgemeinen mit zwei Schaltungsbaublöcken gebaut: mehrere Resonatoren, die Energie sehr effizient bei einer Resonanzfrequenz speichern (die eine Grundresonanzfrequenz f0 oder eine aus einer Vielzahl von Resonanzfrequenzen höherer Ordnung, f1-fn sein kann); und Kopplungen, die elektromagnetische Energie zwischen den Resonatoren koppeln, um mehrere Reflexionsnullstellen zu bilden, die eine breitere spektrale Antwort bereitstellen. Zum Beispiel kann ein Vier-Resonator-Filter vier Reflexionsnullstellen enthalten. Die Stärke einer gegebenen Kopplung ist durch ihre Reaktanz (d.h. Induktivität und/oder Kapazität) bestimmt. Die relativen Stärken der Kopplungen bestimmen die Filterform und die Topologie der Kopplungen bestimmt, ob der Filter eine Bandpass- oder eine Bandstoppfunktion ausführt. Die Resonanzfrequenz f0 ist weitgehend durch die Induktivität und Kapazität des jeweiligen Resonators bestimmt. Für herkömmliche Filterdesigns wird die Frequenz, bei der der Filter aktiv ist, durch die Resonanzfrequenzen der Resonatoren bestimmt, die den Filter bilden. Jeder Resonator muss aus den oben besprochenen Gründen einen sehr niedrigen inneren Widerstand haben, um eine deutlich und äußerst selektive Antwort des Filters zu ermöglichen. Diese Anforderung nach einem geringen Widerstand hat tendenziell eine Erhöhung der Größe und Kosten der Resonatoren für eine bestimmte Technologie zur Folge.

Der Duplexer, eine spezialisierte Art von Filter, ist eine Schlüsselkomponente im Frontend mobiler Vorrichtungen. Moderne mobile Kommunikationsvorrichtungen senden und empfangen gleichzeitig (unter Verwendung von LTE, WCDMA oder CDMA) und verwenden dieselbe Antenne. Der Duplexer trennt das Sendesignal, das bis zu 0,5 Watt Leistung aufweisen kann, vom Empfangssignal, das nur Pico-Watt aufweisen kann. Die Sende- und Empfangssignale werden auf Trägern bei unterschiedlichen Frequenzen moduliert, sodass der Duplexer diese wählen kann, wobei der Duplexer selbst dann die Frequenzauswahl, Isolierung und eine geringe Einfügungsdämpfung in einer sehr kleinen Größe von häufig nur etwa zwei Quadratmillimeter bereitstellen muss.

Der Frontend-Empfangsfilter weist vorzugsweise die Form eines klar definierten Bandpassfilters auf, um verschiedene ungünstige Effekte zu eliminieren, die sich aus starken Störsignalen bei Frequenzen ergeben, die nahe der gewünschten empfangenen Signalfrequenz liegen. Wegen der Stelle des Frontend-Empfangsfilters am Antenneneingang muss der Einfügungsdämpfung sehr gering sein, um die Rauschzahl nicht zu verschlechtern. In den meisten Filtertechnologien erfordert ein Erreichen einer niedrigen Einfügungsdämpfung einen entsprechenden Kompromiss in Filtersteilheit oder - selektivität.

In der Praxis sind die meisten Filter für Mobiltelefonhandgeräte mit Hilfe der akustischen Resonatortechnologie konstruiert, wie oberflächenakustische Wellen- (SAW), akustische Volumenwellen- (BAW), und akustische Volumenwellen-Dünnschicht-Resonator- (FBAR) Technologien. Die äquivalente Schaltung eines akustischen Resonators hat zwei Resonanzen, die in der Frequenz eng beabstandet sind, eine sogenannte „Resonanzfrequenz“ und die „Antiresonanzfrequenz (siehe K.S. Van Dyke, Piezo-Electric Resonator and its Equivalent Network Proc. IRE, Band 16, 1928, S.742-764). Solche akustischen Resonatorfilter haben die Vorteile einer geringen Einfügungsdämpfung (in der Größenordnung von 1 dB bei der Mittenfrequenz), einer kompakten Größe und geringer Kosten im Vergleich zu äquivalenten Induktor/Kondensator-Resonatoren. Aus diesem Grund werden akustische Resonatorimplementierungen häufig für Mikrowellenfilteranwendungen im Frontend-Empfangsfilter mobiler Vorrichtungen verwendet.

Akustische Resonatoren sind typischerweise in einer Leitertopologie angeordnet (abwechselnde Reihen- und Shunt-Resonatoren), um einen Bandpassfilter zu erzeugen. Akustische Leiterfilter sind für Handgerätanwendungen, mit derzeit mehr als einer Milliarde verkauften Einheiten pro Jahr, sehr erfolgreich. Der jüngste Trend in der drahtlosen Technologie in Richtung multifunktionaler Vorrichtungen und ein stärker besetztes elektromagnetisches Spektrum erfordern jedoch Filter für immer mehr Bänder mit verschärften Linienformen, während gleichzeitig eine Verringerung in Größe, Kosten und Leistungsverbrauch gefordert sind.

Abgesehen von der Verschärfung der Linienformen von Filterpassbändern ist es auch wünschenswert sicherzustellen, dass Diskontinuitäten in der Frequenzantwort soweit wie möglich außerhalb des Passbandes liegen. Zum Beispiel hat ein typischer akustischer Resonator mehrere ineinandergreifende Finger (z.B. 80-100 Finger), die akustische Wellen zwischen den Fingern vor- und zurückreflektieren. Das Frequenzband, über dem akustische Reflektionen zwischen den Finger phasengleich addiert werden, um die Resonanz zu erzeugen, kann als „Bragg-Band“ bezeichnet werden. Ein Diskontinuitätsmerkmal in der Frequenzantwort tritt am oberen Rand des Bragg-Bands auf, d.h. der höchsten Frequenz, bei der die akustischen Reflektionen phasengleich addiert werden. Diese Bragg-Resonanz kann die hohe Seite des Passbandes des Bandpassfilters verzerren, was zu einem übermäßigen Verlust bei diesen Frequenzen führt. Da die Leistung des Filters beeinträchtigt sein kann, falls dieses Diskontinuitätsmerkmal in das Passband fällt, ist es daher wichtig sicherzustellen, dass das Diskontinuitätsmerkmal deutlich außerhalb des Passbandes des Filters liegt.

KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindungen ist ein akustischer Schmalbandfilter bereitgestellt. Der akustische Filter kann bei Mikrowellenfrequenzen im Bereich von 300 MHz bis 300 GHz arbeiten, ist aber am besten bei Frequenzen im Bereich von 300 MHz bis 10 GHz und insbesondere bei Frequenzen im Bereich von 500 MHz bis 3,5 GHz anwendbar.

Der akustische Filter umfasst einen Eingang und einen Ausgang und mindestens ein akustisches Resonatorpaar (z.B. mindestens vier akustische Resonatorpaare), das zwischen dem Eingang und dem Ausgang gekoppelt ist. Jedes der akustischen Resonatorpaare umfasst mindestens einen akustischen In-Line-Resonator und akustischen In-Shunt-Resonator, die gemeinsam arbeiten, um ein nominales Passband zu erzeugen. Jeder des akustischen In-Line-Resonators und akustischen In-Shunt-Resonators kann z.B. einer von einem oberflächenakustischen Wellen- (SAW) Resonator, akustischen Volumenwellen- (BAW) Resonator, akustischen Volumenwellen-Dünnschicht-Resonator (FBAR) und mikroelektromechanischen System- (MEMS) Resonator sein. Das (die) akustische(n) Resonatorpaar(e) kann (können) z.B. in einer Leitertopologie N-ter Ordnung angeordnet sein.

Der akustische Filter umfasst ferner mindestens ein kapazitives Element parallel mit einem des akustischen In-Line-Resonators und des akustischen In-Shunt-Resonators jedes der akustischen Resonatorpaare, wodurch einer von einem unteren Rand und einem oberen Rand des nominalen Passbands verschärft wird. In einer Ausführungsform umfasst der akustische Filter ferner mindestens ein anderes kapazitives Element parallel mit dem anderen des akustischen In-Line-Resonators und des akustischen In-Shunt-Resonators jedes der akustischen Resonatorpaare, wodurch der untere Rand und der obere Rand des nominalen Passbands verschärft werden. Das (die) kapazitive(n) Element(e) kann (können) eine Kapazität im Bereich von 0,5pF-2,0pF, im Speziellen im Bereich von 0,8pF-1,5pF und noch spezieller im Bereich von 0,9pF-1,1 pF haben.

Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindungen umfasst ein akustischer Filter eine piezoelektrische Schicht, eine akustische Resonatorstruktur, die monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist, und eine konzentrierte kapazitive Struktur, die monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist und elektrisch parallel mit der akustischen Resonatorstruktur gekoppelt ist. Die piezoelektrische Schicht kann z.B. ein piezoelektrisches Substrat sein oder der akustische Filter kann ein nicht piezoelektrisches Substrat umfassen, wobei in diesem Fall die piezoelektrische Schicht monolithisch auf dem nicht piezoelektrischen Substrat, z.B. als ein Dünnfilm-Piezoelektrikum, angeordnet sein kann.

In einer Ausführungsform umfasst der akustische Filter eine metallisierte Signalebene, die monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist, und eine metallisierte Masseebene, die monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist. Jede von der akustischen Resonatorstruktur und der kapazitiven Struktur ist elektrisch zwischen der Signalebene und der Masseebene gekoppelt. In diesem Fall kann die akustische Resonatorstruktur direkt mit der Signalebene und der Masseebene verbunden sein und/oder die konzentrierte kapazitive Struktur kann direkt mit mindestens einer von der Signalebene und der Masseebene verbunden sein. Die konzentrierte kapazitive Struktur kann zumindest teilweise innerhalb der Signalebene und/oder der Masseebene verschachtelt oder vollständig darin verschachtelt sein.

In einer anderen Ausführungsform umfasst der akustische Filter ein metallisiertes Eingangssignalebenenteil, das monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist, und ein metallisiertes Ausgangsignalebenenteil, das monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht angeordnet ist. Jede von der akustischen Resonatorstruktur und der kapazitiven Struktur ist elektrisch zwischen dem Eingangssignalebenenteil und dem Ausgangssignalebenenteil gekoppelt. In diesem Fall kann die akustische Resonatorstruktur direkt mit dem Eingangssignalebenenteil und dem Ausgangssignalebenenteil gekoppelt sein und/oder die konzentrierte kapazitive Struktur kann direkt mit mindestens einem von dem Eingangssignalebenenteil und dem Ausgangssignalebenenteil gekoppelt sein. Die konzentrierte kapazitive Struktur kann zumindest teilweise innerhalb des Eingangssignalebenenteils und/oder des Ausgangssignalebenenteil verschachtelt oder vollständig darin verschachtelt sein.

In einer weiteren Ausführungsform umfasst die akustische Resonatorstruktur eine Anordnung ebener, ineinandergreifender Resonatorfinger und die konzentrierte kapazitive Struktur umfasst eine Anordnung ebener ineinandergreifender kapazitiver Finger. In diesem Fall können die ineinandergreifenden kapazitiven Finger und ineinandergreifenden Resonatorfinger orthogonal zueinander sein.

Andere und weitere Aspekte und Merkmale der Erfindung werden beim Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen offensichtlich, die die Erfindung veranschaulichen und nicht einschränken sollen.

Figurenliste

Die Zeichnungen zeigen das Design und die Nützlichkeit bevorzugter Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, in welchen gleiche Elemente durch gemeinsame Bezugszeichen bezeichnet sind. Um besser einschätzen zu können, wie die obengenannten und andere Vorteile und Aufgaben der vorliegenden Erfindungen erhalten werden, wird eine ausführlichere Beschreibung der oben kurz beschriebenen vorliegenden Erfindungen unter Bezugnahme auf deren spezielle Ausführungsformen vorgelegt, die in den beiliegenden Zeichnungen gezeigt sind. Mit der Maßgabe, dass diese Zeichnungen nur typische Ausführungsformen der Erfindung sind und daher nicht zur Einschränkung ihres Umfangs gedacht sind, wird die Erfindung mit genauer und im Detail anhand der beiliegenden Zeichnungen erklärt, in welchen:

  • 1 ein Blockdiagramm eines drahtlosen Telekommunikationssystems ist;
  • 2 eine schematische Darstellung eines herkömmlichen akustischen Mikrowellenfilters ist, der in einer Leitertopologie N-ter Ordnung angeordnet ist;
  • 3 eine schematische Darstellung ist, die die Umformung eines akustischen Resonators des akustischen Filters von 2 in ein äquivalentes modifiziertes Butterworth-Van Dyke (MBVD) Modell zeigt;
  • 4 eine schematische Darstellung ist, die die MBVD-äquivalente Schaltung des herkömmlichen akustischen Filters von 2 zeigt;
  • 5 eine schematische Darstellung ist, die einen verstärkten akustischen Mikrowellenfilter zeigt, der gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindungen konstruiert ist;
  • 6 eine schematische Darstellung ist, die die MBVD-äquivalente Schaltung des verstärkten akustischen Filters von 5 zeigt;
  • 7 eine Frequenzantwortkurve ist, die die Passbänder des herkömmlichen akustischen Filters von 3 und des verstärkten akustischen Filters von 5 vergleicht;
  • 8 eine Frequenzantwortkurve ist, die die oberen Ränder der Passbänder des herkömmlichen akustischen Filters von 3 und des verstärkten akustischen Filters von 5 vergleicht;
  • 9 eine weitere Frequenzantwortkurve ist, die die oberen Ränder der Passbänder des herkömmlichen akustischen Filters von 3 und des verstärkten akustischen Filters von 5 vergleicht;
  • 10 eine Frequenzantwortkurve ist, die die bandexterne Unterdrückung des herkömmlichen akustischen Filters von 3 und des verstärkten akustischen Filters von 5 vergleicht;
  • 11a eine Draufsicht eines tatsächlichen akustischen In-Line-Resonators mit zusätzlichen kapazitiven Elementen ist, der zur Verwendung im verstärkten akustischen Filter von 5 hergestellt ist;
  • 11b eine Draufsicht eines Teils des tatsächlichen akustischen Resonators von 11 ist;
  • 12 eine Draufsicht eines tatsächlichen akustischen In-Shunt-Resonators mit einem zusätzlichen kapazitiven Element ist, der zur Verwendung im verstärkten akustischen Filter von 5 hergestellt ist;
  • 13a eine schematische Darstellung einer herkömmlichen akustischen Einzelabschnitt-Bandpassfilterschaltung ist;
  • 13b eine schematische Darstellung ist, die die MBVD-äquivalente Schaltung der herkömmlichen akustischen Filterschaltung von 13a zeigt;
  • 13c eine Frequenzantwortkurve des Passbandes des herkömmlichen akustischen Filters von 13b ist;
  • 14a-14c Frequenzantwortkurven von Passbändern unterschiedlicher Bandbreiten sind;
  • 15 eine Frequenzantwortkurve ist, die die Passbänder von 14a-14c vergleicht;
  • 16a eine schematische Darstellung einer verstärkten akustischen Einzelabschnitt-Bandpassfilterschaltung ist, wobei ein kapazitives Element parallel zum In-Shunt-Resonator hinzugefügt ist;
  • 16b eine schematische Darstellung ist, die die MBVD-äquivalente Schaltung der verstärkten akustischen Filterschaltung von 16a zeigt;
  • 16c eine Frequenzantwortkurve des Passbands des verstärkten akustischen Filters von 16b ist;
  • 17a eine schematische Darstellung einer verstärkten akustischen Einzelabschnitt-Bandpassfilterschaltung ist, wobei ein kapazitives Element parallel zum In-Line-Resonator hinzugefügt ist;
  • 17b eine schematische Darstellung ist, die die MBVD-äquivalente Schaltung der verstärkten akustischen Filterschaltung von 17a zeigt;
  • 17c eine Frequenzantwortkurve des Passbands des verstärkten akustischen Filters von 17b ist; und
  • 18 eine Frequenzantwortkurve ist, die einen verstärkten akustischen Resonator mit einem herkömmlichen akustischen Resonator vergleicht.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN

Die vorliegende Offenbarung beschreibt eine Designtechnik, die die Unterdrückung an einer oder beiden Seiten eines Passbands eines akustischen Wellen- (AW) Mikrowellenfilters verstärkt, wie z.B. eines oberflächenakustischen Wellen- (SAW), akustischen Volumenwellen- (BAW), akustischen Volumenwellen-Dünnschicht-Resonator- (FBAR) und mikroelektromechanischen System- (MEMS) Filters. Diese Technik verwendet Standardherstellungstechniken und kann ohne Veränderung der Gesamtgröße des Chips implementiert werden, auf dem der Mikrowellenfilter angeordnet ist. Diese Technik kann sehr nützlich sein, wenn sie in an eine Bandlücke angrenzenden Duplexern implementiert wird. Eine erhöhte Unterdrückung wird auch im benachbarten Band erreicht. Weiter bandexterne Frequenzen, sowohl über wie auch unter dem Passband, können stärker unterdrückt werden, was dazu beiträgt, eine Störung der Leistung des Frontend-Empfängers durch unerwünschte Signale zu verhindern. Schmalbandfilter/Duplexer können designt werden, wodurch die Anzahl möglicher Designs für ein bestimmtes piezoelektrisches Material erhöht wird. Der akustische Mikrowellenfilter kann bei Mikrowellenfrequenzen im Bereich von 300 MHz bis 300 GHz betrieben werden, ist aber am besten bei Frequenzen im Bereich von 300 MHz bis 10 GHz und insbesondere bei Frequenzen im Bereich von 500 MHz bis 3,5 GHz betreibbar.

Der hier beschriebene AW-Mikrowellenfilter weist eine Frequenzantwort mit einem einzelnen Passband auf, die besonderes in Telekommunikationssystem-Duplexern nützlich ist, wo ein Passband mit einem eng beabstandeten Stoppband erforderlich ist. Zum Beispiel kann unter Bezugnahme auf 1 ein Telekommunikationssystem 10 zur Verwendung in einer mobilen Kommunikationsvorrichtung einen Sender-Empfänger 12 enthalten, der imstande ist, drahtlose Signale zu senden und zu empfangen, und eine Steuerung/einen Prozessor 14, die/der imstande ist, die Funktionen des Sender-Empfängers 12 zu steuern. Der Sender-Empfänger 12 umfasst im Allgemeinen eine Breitbandantenne 16, einen Duplexer 18 mit einem Sendefilter 24 und einem Empfangsfilter 26, einen Sender 20, der über den Sendefilter 24 des Duplexers 18 an die Antenne 16 gekoppelt ist, und einen Empfänger 22, der über den Empfangsfilter 26 des Duplexers 18 an die Antenne 16 gekoppelt ist.

Der Sender 20 enthält einen Aufwärtswandler 28, der zum Umwandeln eines Basisbandsignals, das durch die Steuerung/den Prozessor 14 bereitgestellt ist, zu einem Funkfrequenz- (RF-) Signal konfiguriert ist, einen Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor (VGA) 30, der zum Verstärken des RF-Signals konfiguriert ist, einen Bandpassfilter 32, der zum Ausgeben des RF-Signals bei einer Betriebsfrequenz konfiguriert ist, die durch die Steuerung/den Prozessor 14 gewählt wird, und einen Leistungsverstärker 34, der zum Verstärken des gefilterten RF-Signals konfiguriert ist, das dann der Antenne 16 über den Sendefilter 24 des Duplexers 18 bereitgestellt wird.

Der Empfänger 22 enthält einen Kerb- oder Stoppbandfilter 36, der zum Unterdrücken der Sendesignalstörung aus dem RF-Signal, das von der Antenne 16 über den Empfangsfilter 26 eingegeben wird, konfiguriert ist, einen rauscharmen Verstärker (LNA) 38, der zum Verstärken des RF-Signals aus dem Stoppbandfilter 36 mit relativ geringem Rauschen konfiguriert ist, einen abstimmbaren Bandpassfilter 40, der zum Ausgeben des verstärkten RF-Signals bei einer Frequenz, die durch die Steuerung/den Prozessor 14 gewählt wird, konfiguriert ist, und einen Abwärtswandler 42, der zum Abwärtswandeln des RF-Signals in ein Basisbandsignal konfiguriert ist, das der Steuerung/dem Prozessor 14 bereitgestellt wird. Alternativ kann stattdessen die Funktion zur Unterdrückung einer Sendesignalstörung, die durch den Stoppbandfilter 36 durchgeführt wird, durch den Duplexer 18 durchgeführt werden. Oder der Leistungsverstärker 34 des Senders 20 kann designt sein, die Sendesignalstörung zu verringern.

Es sollte klar sein, dass das in 1 gezeigte Blockdiagramm von funktioneller Art ist und dass mehrere Funktionen durch eine elektronische Komponente durchgeführt werden können oder eine Funktion durch mehrere elektronische Komponenten durchgeführt werden kann. Zum Beispiel werden die Funktionen, die durch den Aufwärtswandler 28, VGA 30, Bandpassfilter 40, Abwärtswandler 42 und die Steuerung/den Prozessor 14 durchgeführt werden, häufig durch einen einzelnen Sender-Empfänger-Chip durchgeführt. Die Funktion des Bandpassfilters 32 kann in den Leistungsverstärker 34 und den Sendefilter 24 des Duplexers 18 integriert werden.

Die hier beschriebene Designtechnik wird zum Designen akustischer Mikrowellenfilter für das Frontend des Telekommunikationssystems 10 und insbesondere des Sendefilters 24 des Duplexers 18 verwendet, obwohl dieselbe Technik zum Designen akustischer Mikrowellenfilter für den Empfangsfilter 26 des Duplexers 18 und für andere RF-Filter verwendet werden kann.

Es wird nun unter Bezugnahme auf 2 eine Ausführungsform eines herkömmlichen Bandpassfilters 100 beschrieben. Der Filter 100 ist in einer Leitertopologie N-ter Ordnung angeordnet (d.h. in diesem Fall bedeutet N=9, dass die Anzahl von Resonatoren gleich 9 ist). Der Filter 100 umfasst eine Spannungsquelle V, einen Quellenwiderstand S, einen Lastwiderstand L, fünf Reihen- (oder In-Line-) akustische Resonatoren ZS1-ZS5 und vier Parallel- (oder In-Shunt-) akustische Resonatoren ZP1-ZP4.

Unter Bezugnahme auf 3 kann jeder der akustischen Resonatoren Z durch ein modifiziertes Butterworth-Van Dyke (MBVD) Modell 110 beschrieben werden. Die MBVD Modelle 110 können auch SAW-Resonatoren, die durch Anordnen Interdigitalwandler (IDTs) auf einem piezoelektrischen Substrat, wie kristallinem Quarz, Lithiumniobat- (LiNbO3), Lithiumtantalat- (LiTaO3) Kristallen, hergestellt werden, oder BAW- (enthaltend FBAR-) Resonatoren oder MEMS-Resonatoren beschreiben. Jedes MBVD-Modell 110 enthält eine Bewegungskapazität Cm, eine statische Kapazität C0, eine Bewegungsinduktivität Lm und einen Widerstand R. Die Bewegungskapazität Cm und Bewegungsinduktivität Lm können sich aus Wechselwirkungen von elektrischem und akustischem Verhalten ergeben und können daher als der Bewegungsarm des MBVD-Modells bezeichnet werden. Die statische Kapazität C0 kann sich aus der Kapazität der Struktur ergeben und kann somit als die statische (bewegungslose) Kapazität des MBVD-Modells bezeichnet werden. Der Widerstand R kann sich aus dem elektrischen Widerstand des akustischen Resonators ergeben.

Unter Bezugnahme auf 4 kann jeder der akustischen Resonatoren Z des herkömmlichen Filters 100 durch das in 3 gezeigte MBVD-Modell 110 ersetzt werden. Was für die vorliegenden Erfindungen von Bedeutung ist, es wurde entdeckt, dass die bandinterne und bandexterne Unterdrückung des herkömmlichen Bandpassfilters 100 durch Hinzufügen mindestens eines kapazitiven Elements parallel zu mindestens einem der akustischen Resonatoren 110 signifikant verbessert werden kann. Wie zum Beispiel in 5 dargestellt, ist eine Ausführungsform eines verstärkten Bandpassfilters 200 mit verbesserter bandinterner und bandexterner Unterdrückung dem herkömmlichen Bandpassfilter 100 ähnlich, mit der Ausnahme, dass der verstärkte Bandpassfilter 200 mehrere zusätzliche kapazitive Elemente 120 (CS1-CS5 und CP1-CP4) umfasst, von welches jedes zu einem entsprechenden der akustischen Resonatoren (ZS1-ZS5 und ZP1-ZP4) parallel ist. Jedes der kapazitiven Elemente 120 kann z.B. eine Kapazität im Bereich von 0,5pF-2,0pF, im Speziellen im Bereich von 0,8pF-1,5pF und noch spezieller im Bereich von 0,9pF- 1,1 pF haben. Unter Bezugnahme auf 6 kann jeder der akustischen Resonatoren Z des verstärkten Filters 200 durch das in 3 dargestellte MBVD-Modell 110 ersetzt werden.

Wie in 7 dargestellt, kann eine simulierte Frequenzantwort des verstärkten Bandpassfilters 200, wo die Werte CS1, CS2, CS3, CS4 und CS5 auf 0,4 pF gestellt sind und die Werte CP1, CP2, CP3 und CP4 auf 0,0 pF gestellt sind, mit der simulierten Frequenzantwort des herkömmlichen Bandpassfilters 100 im Sinne der Einfügungsdämpfung |S21| 2 verglichen werden. Die verstärkte Frequenzantwort wurde mit dem herkömmlichen akustischen Filter beim oberen -3dB Einfügungsdämpfungspunkt für einen Vergleich der Flanken an den oberen Seiten der Passbänder ausgerichtet. Wie dort gezeigt, ist der untere Rand des Passbands des verstärkten Bandpassfilters 200 schärfer als der untere Rand der nominalen Passbänder des herkömmlichen Bandpassfilters 100. Wie am besten in 8 und 9 dargestellt, wenn die oberen Passbandränder der Filter 100 und 200 bei ihren jeweiligen -3 dB Frequenzen ausgerichtet sind, ist erkennbar, dass der verstärkte Filter 200 eine bessere Unterdrückung gegenüber jener des herkömmlichen Filters 100 am oberen Rand des Passbands hat. Wie ferner in 10 dargestellt, hat der Bandpassfilter 200 eine wesentlich verbesserte bandexterne Unterdrückung im Vergleich zu jener des Bandpassfilters 100.

Die kapazitiven Elemente 120 können leicht in eine bereits bestehende herkömmliche Filterstruktur integriert werden, um den Bandpassfilter 200 zu erzeugen. Wie zum Beispiel in 11a und 11b dargestellt, umfasst ein Teil des Filters 200a eine piezoelektrische Schicht 252 und eine metallisierte Signalebene 254, eine akustische Resonatorstruktur 258a und eine separate konzentrierte kapazitive Struktur 260a, die alle monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht 252 angeordnet sind. Die piezoelektrische Schicht 252 kann z.B. ein piezoelektrisches Substrat sein oder kann monolithisch auf einem nicht piezoelektrischen Substrat, z.B. als Dünnfilmpiezoelektrikum angeordnet sein. Die Signalebene 254 umfasst ein Eingangssignalebenenteil 254a und ein Ausgangssignalebenenteil 254b. Die akustische Resonatorstruktur 258a, die einem der In-Line-Resonatoren ZS in 5 entspricht, ist elektrisch zwischen dem Eingangssignalebenenteil 254a und dem Ausgangssignalebenenteil 254b konfiguriert und ist in der dargestellten Ausführungsform direkt mit dem Eingangssignalebenenteil 254a und Ausgangssignalebenenteil 254b verbunden. Die akustische Resonatorstruktur 258a umfasst einen Interdigitalwandler (IDT) 262, der durch mehrere ineinandergreifende Resonatorfinger 266 gebildet wird, zum Generieren der akustischen Wellen, und einen optionalen Reflektor 264 zum Reflektieren der akustischen Wellen zurück zum IDT 262. Die konzentrierte kapazitive Struktur 260 ist in der Darstellung an beide Enden der akustischen Resonatorstruktur 258a gekoppelt und ist insbesondere direkt elektrisch zwischen dem Eingangssignalebenenteil 254a und Ausgangssignalebenenteil 254b verbunden und ist in der dargestellten Ausführungsform direkt mit dem Eingangssignalebenenteil 254a und Ausgangssignalebenenteil 254b verbunden. Ähnlich dem IDT 262 umfasst die konzentrierte kapazitive Struktur 260a mehrere ineinandergreifende kapazitive Finger 268. Die ineinandergreifenden kapazitiven Finger 268 sind jedoch orthogonal zu den ineinandergreifenden Resonatorfingern 266, um eine Erregung akustischer Wellen zu verhindern.

Als weiteres Beispiel, wie in 12 dargestellt, umfasst ein anderer Teil des Filters 200b die piezoelektrische Schicht 252 und die Signalebene 254, eine metallisierte Masseebene 256, eine akustische Resonatorstruktur 258b und eine separate konzentrierte kapazitive Struktur 260b, die alle monolithisch auf der piezoelektrischen Schicht 252 angeordnet sind. Die akustische Resonatorstruktur 258b, die einem der In-Shunt-Resonatoren ZP in 5 entspricht, ist elektrisch zwischen der Signalebene 254 und der Masseebene 256 gekoppelt. Wie die akustische Resonatorstruktur 258a umfasst die akustische Resonatorstruktur 258b einen IDT 262, der durch mehrere ineinandergreifende Resonatorfinger 266 gebildet ist, zum Generieren der akustischen Wellen, und einen optionalen Reflektor 264 zum Reflektieren der akustischen Wellen zurück zum IDT 262. Die konzentrierte kapazitive Struktur 260b ist in der Darstellung an beide Enden der akustische Resonatorstruktur 258b gekoppelt und ist insbesondere direkt elektrisch zwischen der Signalebene 254 und der Masseebene 256 gekoppelt und ist in der dargestellten Ausführungsform direkt mit der Signalebene 254 und der Masseebene 256 verbunden. Ähnlich dem IDT 262 umfasst die konzentrierte kapazitive Struktur 260b mehrere ineinandergreifende kapazitive Finger 268, die orthogonal zu den ineinandergreifenden Resonatorfingern 266 sind, um eine Erregung akustischer Wellen zu verhindern.

Obwohl die konzentrierte kapazitive Struktur 260b mit einem gewissen Abstand zur Signalebene 254 und Masseebene 256 verbunden werden kann, sind die ineinandergreifenden kapazitiven Finger 268 signifikanterweise mindestens teilweise in einer oder beiden der Signalebene 254 und Masseebene 256 verschachtelt, um den begrenzten Raum auf der piezoelektrischen Schicht 252 zu nutzen. Auf diese Weise kann die konzentrierte kapazitive Struktur 260b leichter in ein bereits bestehendes Filterlayout eingegliedert werden. In der dargestellten Ausführungsform sind die ineinandergreifenden kapazitiven Finger 268 vollständig in der Masseebene 256 verschachtelt. In alternativen Ausführungsformen können die ineinandergreifenden kapazitiven Finger 268 der konzentrierten kapazitiven Struktur 260a mindestens teilweise in einem oder beiden von dem Eingangssignalebenenteil 254a und dem Ausgangssignalebenenteil 254b, dargestellt in Fig. 11b, verschachtelt und möglicherweise vollständig darin verschachtelt sein.

Unter Bezugnahme auf 13-17 wird nun die Theorie beschrieben, die die verbesserte bandexterne Unterdrückung des Bandpassfilters 200 relativ zu jener des herkömmlichen Bandpassfilters 100 untermauert. Unter Bezugnahme zunächst auf 13a-13c kann eine herkömmliche Einzelabschnitt-Bandpassfilterschaltung 300 ein einzelnes akustisches Resonatorpaar 302 aufweisen, das aus einem akustischen Reihen- (oder In-Line-) Resonator ZS und einem akustischen Parallel- (oder In-Shunt-) Resonator ZP besteht (13a) . Vier solcher akustischer Resonatorpaare können im herkömmlichen Bandpassfilter 100 oder verstärkten Bandpassfilter 200 vorgefunden werden. Zum Beispiel können die akustischen Resonatorenpaare in den Filtern 100, 200 als Resonatoren ZS1/ZP1, ZS2/ZP2, ZS3/ZP3 und ZS4/ZP4 oder als die Resonatoren ZP1/ZS2, ZP2/ZS3, ZP3/ZS4 und ZP4/ZS5 identifiziert werden. Wie in 13b dargestellt, kann jeder der akustischen Resonatoren Z der Filterschaltung 300 durch das BVD-Modell 100' (d.h. das MBVD-Modell 110, das in 3 dargestellt ist, ohne Widerstand R) ersetzt werden, um eine äquivalente Filterschaltung zu erzeugen und modelliert werden, um ein Passband mit dem Profil zu erzeugen, das durch die |S21| 2 Frequenzantwort dargestellt ist, die in 13c gezeigt ist.

Es seien die Resonanz- und Anti-Resonanzfrequenzen des Reihenresonators ZS als ωrs bzw. ωas bezeichnet und die Resonanz- und Anti-Resonanzfrequenzen jedes Shunt-Resonators ZP als ωrp bzw. ωap. Wenn ωrs und ωap annähernd gleich sind, werden Reflexionsnullstellen bei ω = ωrs, wobei ωap ein Passband definiert, das nahe ω = ωrs zentriert ist, erzeugt, und Durchlassnullstellen bei ω = ωrp, wobei ωas die Passbandränder definiert, erzeugt. Ein Umformen der Frequenzen ω von Radianten in Hertz ergibt Fa = ωrp/2π, Fb = ωrs/2π, Fc = ωap/2π und Fd = ωas/2π.

Die Parameter in der äquivalenten Filterschaltung 300 von 13b werden durch die folgenden Gleichungen in Beziehung gesetzt: ωr=1LmCmembedded imageωaωr=1+1γ,embedded imagewobei ωR und ωA die jeweiligen Resonanz- und Anti-Resonanzfrequenzen für einen bestimmten akustischen Resonator sein können und Gamma γ von einer Materialeigenschaft abhängig sein kann, die ferner definiert sein kann durch: c0cm=γ.embedded imageAus Gleichung [1] geht hervor, dass die Resonanzfrequenz jedes der akustischen Resonatoren vom Bewegungsarm des BVD-Modells 110' abhängig ist, während die Filtereigenschaften (z.B. Bandbreite) stark durch γ in Gleichung [2] beeinflusst werden. Der Qualitätsfaktor (Q) für einen akustischen Resonator kann eine wichtige Leistungszahl im akustischen Filterdesign sein, der sich auf die Dämpfung des Elements im Filter bezieht. Q eines Schaltungselements stellt das Verhältnis der Energie, die pro Zyklus gespeichert wird, zur Energie, die pro Zyklus abgebaut wird, dar. Der Q-Faktor stellt die reale Dämpfung in jedem akustischen Resonator als Modell dar und im Allgemeinen können mehr als ein Q-Faktor erforderlich sein, um die Dämpfung in einem akustischen Resonator zu beschreiben. Q-Faktoren können wie folgt für die Filterbeispiele definiert sein. Die Bewegungskapazität Cm kann einen zugehörigen Q haben, der als QCm=108 definiert ist; die statische Kapazität C0 kann einen zugehörigen Q haben, der als QC0=200 definiert ist; und die Bewegungsinduktivität Lm kann einen zugehörigen Q haben, der als QLm=1000 definiert ist. Schaltungsdesigner können typischerweise SAW-Resonatoren durch die Resonanzfrequenz ωR, die statische Kapazität C0, Gamma γ und den Qualitätsfaktor QLm charakterisieren. Für kommerzielle Anwendungen kann QLm etwa 1000 für SAW-Resonatoren und etwa 3000 für BAW-Resonatoren sein. Typische γ-Werte können von etwa 12 bis etwa 18 für 42-Grad X Y geschnittenes LiTaO3 reichen.

Unter Verwendung der Standardresonanzformel: f=12πLC,embedded imagewobei f die Frequenz in Hertz, L die Induktivität in Henry und C die Kapazität in Farad ist, können die Durchlassnullstellen und Reflexionsnullstellen der äquivalenten Filterschaltung von 13c wie folgt berechnet werden. Die Durchlassnullstelle am unteren Rand des Passbands ist effektiv die Resonanz, die durch die Schaltung Lm1 und Cm1 erzeugt wird (d.h. die Resonanz des akustischen Resonators ZP) und ist gegeben durch: Fa=12πLm1Cm1.embedded imageDiese Resonanz erzeugt eine effektive Kurzschlussschaltung zum Rückkehrpfad und es wird keine Leistung vom Eingang zum Ausgang des Filters übertragen. Eine Reflexionsnullstelle, die im Passband gelegen ist, ist effektiv die durch die Schaltung Lm1, Cm1 und C01 erzeugte Resonanz (d.h. die Anti-Resonanz des akustischen Resonators ZP) und ist gegeben durch: Fb=12πLm1Cm1C01Cm1+C01.embedded imageDiese Resonanz erzeugt eine effektive offene Schaltung zum Rückkehrpfad, wodurch Leistung vom Eingang zum Ausgang des Filters gesendet werden kann. Die andere Reflexionsnullstelle, die im Passband gelegen ist, ist effektiv die Resonanz, die durch die Schaltung Lm2 und Cm2 erzeugt wird (d.h. die Resonanz des akustischen Resonators Zs) und ist gegeben durch: Fc=12πLm2Cm2.embedded imageDiese Resonanz erzeugt eine effektive Kurzschlussschaltung, wodurch Leistung vom Eingang zum Ausgang des Filters durchgelassen werden kann. Die Durchlassnullstelle am oberen Rand des Passbands ist effektiv die Resonanz, die durch die Schaltung Lm2, Cm2 und C02 erzeugt wird (d.h. die Anti-Resonanz des akustischen Resonator ZS) und ist gegeben durch: Fd=12πLm2Cm2C02Cm2+C02.embedded imageDiese Resonanz erzeugt eine effektive offene Schaltung zum Rückkehrpfad, wodurch verhindert wird, dass Leistung vom Eingang zum Ausgang des Filters durchgelassen wird.

Unter Bezugnahme auf 14a-14c ist erkennbar, dass die Bandbreiten akustischer Filter 300a-300c eng mit dem Abstand zwischen den Frequenzen Fa und Fb und dem Abstand zwischen den Frequenzen Fc und Fd gekoppelt sind. Wie aus 15 hervorgeht, zeigt ein Vergleich der Frequenzantworten dieser akustischen Filter, dass, wenn diese Abstände größer werden, die relativen Bandbreiten der akustischen Filter zunehmen und die Flanken der Passbänder der akustischen Filter flacher werden (siehe Frequenzantwort der akustischen Filterschaltung 300c). Wenn im Gegensatz dazu diese Abstände kleiner werden, nehmen die relativen Bandbreiten dieser akustischen Filter ab und die Flanken der Passbänder der akustischen Filter werden steiler (siehe Frequenzantwort der akustischen Filterschaltung 300a).

Unter Bezugnahme nun auf 16a-16c wird angenommen, dass eine Kapazität Csh parallel zum akustischen Shunt-Resonator ZP der ursprünglichen Filterschaltung 300 hinzugefügt wird (16a) und der akustische Shunt-Resonator ZP durch das BVD-Modell 110' ersetzt wird, um eine neue Filterschaltung 300' zu erzeugen (16b), die eine |S21| 2 Frequenzantwort im Vergleich zur |S21| 2 Frequenzantwort der ursprünglichen Filterschaltung 300 liefert (16c).

In der neuen Filterschaltung 300' ist die Durchlassnullstelle, die am unteren Rand des Passbands gelegen ist, effektiv die Resonanz, die durch die Schaltung Lm1 und Cm1 erzeugt wird (d.h. die Resonanz des akustischen Resonators ZP) . Diese Durchlassnullstelle bleibt daher mit dem Hinzufügen der Kapazität Csh unverändert und liegt daher bei der Frequenz Fa, die durch die obenstehende Gleichung[5] gegeben ist. Eine Reflexionsnullstelle, die im Passband gelegen ist, ist effektiv die Resonanz, die durch die Schaltung Lm1 und Cm1 erzeugt wird (d.h. die Resonanz des akustischen Resonators ZP) .

Diese Durchlassnullstelle bleibt daher mit dem Hinzufügen der Kapazität Csh unverändert und liegt daher bei der Frequenz Fa, die durch die obenstehende Gleichung [5] gegeben ist. Eine Reflexionsnullstelle, die im Passband gelegen ist, ist effektiv die Resonanz, die durch die Schaltung Lm1, Cm1 und C01 (d.h. die Resonanz des akustischen Resonators ZP) parallel zur Kapazität Csh erzeugt wird, und ist gegeben durch: Fb'=12πLm1Cm1(C01+Csh)Cm1+C01+Csh.embedded imageDas Verhältnis zwischen der Reflexionsnullstelle Fb in Gleichung [6] und der Reflexionsnullstelle Fb' in Gleichung [9] kann durch Zuordnen von Werten zu den konzentrierten Elementen und Lösen der Gleichungen [6] und [9] bestimmt werden. Wenn Lm1 = Cm1 = C01 = 1 eingestellt wird, dann ist Fb=k0,5embedded imageund Fb'=k1+Csh2+Csh,embedded imagewobei k eine Konstante ist. Wenn Csh = 0, Fb = Fb'. Für sämtliche positiven Werte von Csh gilt dann Fb' < Fb.

Wie aus dem Vorangehenden hervorgeht, beeinflusst das Ergebnis eines Hinzufügens einer Kapazität Csh parallel zum Shunt-Resonator ZP die Stelle der Durchlassnullstelle Fa nicht, sondern bewirkt, dass die Reflexionsnullstelle Fb in der Frequenz nach unten zu Fb' geht. Da die Filterabstimmung beeinflusst (beeinträchtigt) ist, kann die Durchlassnullstelle Fa höher bewegt werden, um die Filterabstimmung auf ihre ursprüngliche Antwort zurückzustellen, wodurch auch die Filterbandbreite schmäler wird. Der erhaltene Filter hat an der unteren Seite des Passbands eine steilere Schürze.

Unter Bezugnahme nun auf 17a-17c wird angenommen, dass eine Kapazität Cse parallel zum akustischen In-Line-Resonator Zs der ursprünglichen Filterschaltung 300 (17a) hinzugefügt wird und der akustische In-Line-Resonator Zs durch das in 3 dargestellte MBVD-Modell 110 ersetzt wird, um eine neue Filterschaltung 300" zu erzeugen (17b), die eine |S21| 2 Frequenzantwort im Vergleich zur |S21| 2 Frequenzantwort der ursprünglichen Filterschaltung 300 (17c) liefert.

In der neuen Filterschaltung 300" ist die Reflexionsnullstelle, die im Passband gelegen ist, effektiv die Resonanz, die durch Lm2 und Cm2 erzeugt wird (d.h. die Resonanz des akustischen Resonators Zs). Diese Reflexionsnullstelle bleibt daher mit dem Hinzufügen der Kapazität Cse unverändert und liegt daher bei der Frequenz Fc, die durch die obenstehende Gleichung [7] gegeben ist. Die Durchlassnullstelle, die am rechten Rand des Passbands gelegen ist, ist effektiv die Resonanz, die durch die Schaltung Lm2, Cm2 und C02 erzeugt wird (d.h. die Anti-Resonanz des akustischen Resonators Zs) und ist gegeben durch: Fd'=12πLm2Cm2(C02+Cse)Cm2+C02+Cse.embedded imageDas Verhältnis zwischen der Durchlassnullstelle Fd in Gleichung [8] und der Durchlassnullstelle Fd' in Gleichung [10] kann durch Zuordnen von Werten zu den konzentrierten Elementen k und Lösen der Gleichungen [8] und [10] bestimmt werden. Wenn Lm2 = Cm2 = C02 = 1 eingestellt wird, dann ist Fd=k0,5embedded imageund Fd'=k1+Cse2+Cse,embedded imagewobei k eine Konstante ist. Wenn Cse = 0, Fd = Fd' . Für sämtliche positiven Werte von Cse gilt dann Fd' < Fd.

Wie aus dem Vorangehenden hervorgeht, beeinflusst das Ergebnis eines Hinzufügens einer Cse parallel zum In-Line-Resonator Zs die Stelle der Reflexionsnullstelle Fc nicht, sondern bewirkt, dass sich die Durchlassnullstelle Fd in der Frequenz nach unten zu Fd' bewegt. Die Filterabstimmung ist nicht stark beeinflusst und die Frequenzantwort des erhaltenen Filters ist an der hohen Seite des Passbands schmäler und auch steiler.

Somit macht ein Hinzufügen der Kapazität parallel zu Shunt-Resonatoren eines akustischen Filters den unteren Rand des Passbands schmäler und steiler, während ein Hinzufügen einer Kapazität parallel zu In-Line-Resonatoren eines akustischen Filters den oberen Rand des Passbands schmäler und steiler macht. Es folgt, dass ein Hinzufügen einer Kapazität parallel sowohl zu Shunt- wie auch In-Line-Resonatoren eines akustischen Filters beide Ränder des Passbands schmäler und steiler macht. Somit kann ein schmälerer Filter mit piezoelektrischen Materialien erreicht werden, die normalerweise für breitere Bandbreitefilter verwendet werden. Indem der akustische Filter schmäler gestaltet wird, steigt die Passbandeinfügungsdämpfung und die Filterschürzen werden steiler. Die Vorteile, die Steilheit des Passbands zu erhöhen, können durch Bewegen des gesamten Filters in der Frequenz nach oben oder unten erreicht werden, um eine Kundenspezifikation von Bandrand bis zu Unterdrückungsfrequenzen zu maximieren.

Ein Hinzufügen einer Kapazität parallel zu Shunt-Resonatoren des akustischen Filters entfernt auch effektiv die obere Bragg-Bandresonanz weiter vom Passband. Zum Beispiel können unter Bezugnahme auf 18 die Frequenzantwort (im Sinne der realen Impedanz) eines herkömmlichen Shunt-Resonators ohne hinzugefügte parallele Kapazität und die Frequenzantwort (im Sinne der realen Impedanz) eines verstärkten Shunt-Resonators mit hinzugefügter paralleler Kapazität von 1,0 pF verglichen werden. Die Resonanzen sowohl des herkömmlichen akustischen Resonators wie auch des verstärkten akustischen Resonators sind dieselben und sind bei Markierung m1 (1,898 GHz) dargestellt. Ebenso sind die oberen Bragg-Bandfrequenzen sowohl des herkömmlichen akustischen Resonators wie auch des verstärkten akustischen dieselben und sind bei Markierungen m4 und m5 (2,028 GHz) dargestellt. Die Anti-Resonanz des herkömmlichen akustischen Resonators ist bei Markierung m3 (1,964 GHz) dargestellt, währen die Anti-Resonanz des verstärkten akustischen Resonators bei Markierung m2 (1,964 GHz) dargestellt ist. Wie erkennbar ist, ist für den herkömmlichen akustischen Resonator die obere Bragg-Bandfrequenz bei Markierung m4 um 64 MHz höher als die Anti-Resonanzfrequenz bei Markierung m3, während für den verstärkten akustischen Resonator die obere Bragg-Bandfrequenz bei Markierung m5 um 82 MHz höher ist als die Anti-Resonanzfrequenz bei Markierung m2. Wenn daher der verstärkte akustische Resonator so designt ist, dass die Anti-Resonanz an der Mitte des Passbands des Bandpassfilters fällt, schiebt die zusätzliche parallele Kapazität die obere Bragg-Bandfrequenz höher vom Passband weg.

Obwohl besondere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, sollte klar sein, dass die obenstehende Besprechung die vorliegende Erfindung nicht auf diese Ausführungsformen beschränken soll. Für Fachleute auf dem Gebiet ist klar, dass verschiedene Änderungen und Modifizierungen vorgenommen werden können, ohne vom Wesen und Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Zum Beispiel hat die vorliegende Erfindung Anwendungen die deutlich über einen Filter mit einem einzigen Eingang und Ausgang hinausgehen und besondere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können zur Bildung von Duplexern, Multiplexern, Channelizern, reaktiven Schaltern usw. hinausgehen, wo dämpfungsselektive Schaltungen verwendet werden können. Somit soll die vorliegende Erfindung Alternativen, Modifizierungen und Äquivalente abdecken, die im Wesen und Umfang der vorliegenden Erfindung liegen, wie durch die Ansprüche definiert.

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG

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Zitierte Nicht-Patentliteratur

  • K.S. Van Dyke, Piezo-Electric Resonator and its Equivalent Network Proc. IRE, Band 16, 1928, S.742-764 [0007]