Title:
Hochfrequenzmodul
Kind Code:
B4


Abstract:

Hochfrequenzmodul zum Senden und Empfangen mehrerer Arten von Kommunikationssignalen in verschiedenen Frequenzbändern durch Verwendung einer Antenne, wobei das Hochfrequenzmodul Folgendes aufweist:
einen Diplexer (30) zum Trennen eines Kommunikationssignals in einem ersten Frequenzband, eines Kommunikationssignals in einem zweiten Frequenzband und eines Kommunikationssignals in einem dritten Frequenzband;
ein Schaltelement (20) zum Schalten zwischen einem Senden/Empfangen des Signals des ersten Frequenzbandes und einem Senden/Empfangen des Signals des zweiten Frequenzbandes,
ein erstes Filterelement (11), das zwischen ein Eingangs-/Ausgangstor (P1) für das Signal des ersten Frequenzbandes und das Schaltelement (20) eingefügt ist und einen Durchlass des ersten Frequenzbandes durch dasselbe ermöglicht, und ein zweites Filterelement (12), das zwischen ein Eingangs-/Ausgangstor (P2) für das Signal des zweiten Frequenzbandes und das Schaltelement (20) eingefügt ist und einen Durchlass des zweiten Frequenzbandes durch dasselbe ermöglicht,
eine erste Übertragungsleitung (101, 101'), die das Schaltelement (20) und das erste Filterelement (11) verbindet, und
eine zweite Übertragungsleitung (102, 102'), die das Schaltelement (20) und das zweite Filterelement (12) verbindet,
wobei die Phase des Reflexionsfaktors des ersten Filterelements (11) in dem dritten Frequenzband aus der Perspektive der ersten Übertragungsleitung (101, 101') und die Phase des Reflexionsfaktors des zweiten Filterelements (12) in dem dritten Frequenzband aus der Perspektive der zweiten Übertragungsleitung (102, 102') im Smith-Diagramm kapazitiv sind,
wobei die Phase des Reflexionsfaktors des zweiten Filterelements (12) näher am Kurzschluss im Smith-Diagramm liegt als die Phase des Reflexionsfaktors des ersten Filterelements (11), und
wobei eine Leitungslänge der ersten Übertragungsleitung (101, 101') länger ist als eine Leitungslänge der zweiten Übertragungsleitung(102, 102'). embedded image




Inventors:
Kitajima, Hiromichi (Kyoto-fu, Nagaokakyo-shi, JP)
Application Number:
DE112010001932T
Publication Date:
08/02/2018
Filing Date:
06/18/2010
Assignee:
MURATA MANUFACTURING CO., LTD. (Kyoto, Nagaokakyo-shi, JP)



Foreign References:
200502064762005-09-22
JP2004040322A2004-02-05
JP2002141764A2002-05-17
JP200387076A
JP2003087076A2003-03-20
Attorney, Agent or Firm:
Schoppe, Zimmermann, Stöckeler, Zinkler, Schenk & Partner mbB Patentanwälte, 81373, München, DE
Claims:
Hochfrequenzmodul zum Senden und Empfangen mehrerer Arten von Kommunikationssignalen in verschiedenen Frequenzbändern durch Verwendung einer Antenne, wobei das Hochfrequenzmodul Folgendes aufweist:
einen Diplexer (30) zum Trennen eines Kommunikationssignals in einem ersten Frequenzband, eines Kommunikationssignals in einem zweiten Frequenzband und eines Kommunikationssignals in einem dritten Frequenzband;
ein Schaltelement (20) zum Schalten zwischen einem Senden/Empfangen des Signals des ersten Frequenzbandes und einem Senden/Empfangen des Signals des zweiten Frequenzbandes,
ein erstes Filterelement (11), das zwischen ein Eingangs-/Ausgangstor (P1) für das Signal des ersten Frequenzbandes und das Schaltelement (20) eingefügt ist und einen Durchlass des ersten Frequenzbandes durch dasselbe ermöglicht, und ein zweites Filterelement (12), das zwischen ein Eingangs-/Ausgangstor (P2) für das Signal des zweiten Frequenzbandes und das Schaltelement (20) eingefügt ist und einen Durchlass des zweiten Frequenzbandes durch dasselbe ermöglicht,
eine erste Übertragungsleitung (101, 101'), die das Schaltelement (20) und das erste Filterelement (11) verbindet, und
eine zweite Übertragungsleitung (102, 102'), die das Schaltelement (20) und das zweite Filterelement (12) verbindet,
wobei die Phase des Reflexionsfaktors des ersten Filterelements (11) in dem dritten Frequenzband aus der Perspektive der ersten Übertragungsleitung (101, 101') und die Phase des Reflexionsfaktors des zweiten Filterelements (12) in dem dritten Frequenzband aus der Perspektive der zweiten Übertragungsleitung (102, 102') im Smith-Diagramm kapazitiv sind,
wobei die Phase des Reflexionsfaktors des zweiten Filterelements (12) näher am Kurzschluss im Smith-Diagramm liegt als die Phase des Reflexionsfaktors des ersten Filterelements (11), und
wobei eine Leitungslänge der ersten Übertragungsleitung (101, 101') länger ist als eine Leitungslänge der zweiten Übertragungsleitung(102, 102').

Hochfrequenzmodul gemäß Anspruch 1, bei dem:
der Diplexer (30) durch Elemente, die auf einer Schaltungsplatine angebracht sind, und durch auf der Schaltungsplatine gebildete Elektroden gebildet ist,
das Schaltelement (20), das erste Filterelement (11) und das zweite Filterelement (12) Chip-Komponenten sind, die auf der Schaltungsplatine angebracht sind, und
die erste Übertragungsleitung (101) und die zweite Übertragungsleitung (102) Elektrodenumfassen, die an verschiedenen Positionen auf der Schaltungsplatine gebildet sind.

Hochfrequenzmodul gemäß Anspruch 1, bei dem:
der Diplexer (30) durch Elemente, die auf einer Schaltungsplatine angebracht sind, und durch auf der Schaltungsplatine gebildete Elektroden gebildet ist,
das Schaltelement (20), das erste Filterelement (11) und das zweite Filterelement (12) Chip-Komponenten sind, die auf der Schaltungsplatine angebracht sind,
die zweite Übertragungsleitung (102') eine Elektrode umfasst, die auf einer Anbringoberfläche der Schaltungsplatine für die Chip-Komponenten gebildet ist, und
die erste Übertragungsleitung(101') eine Elektrode, die auf der Anbringoberfläche der Schaltungsplatine gebildet ist, und eine weitere Elektrode umfasst, die in der Schaltungsplatine gebildet ist.

Hochfrequenzmodul gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem:
das erste Filterelement (11) und das zweite Filterelement (12) an voneinander beabstandeten Positionen auf der Anbringoberfläche angebracht sind.

Hochfrequenzmodul gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem:
das erste Filterelement (11) und das zweite Filterelement (12) SAW-Filter sind.

Hochfrequenzmodul gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem:
ein drittes Filterelement (13) zwischen dem ersten Filterelement (11) und dem zweiten Filterelement (12) auf der Anbringoberfläche der Schaltungsplatine angeordnet ist.

Description:

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Hochfrequenzmodul zum Senden und Empfangen mehrerer Arten von Hochfrequenzsignalen auf umschaltbare Weise.

Bisher wurden diverse Arten von Hochfrequenzmodulen konzipiert, von denen jedes eine Mehrzahl von SAW-Filtern (SAW = surface acoustic wave, akustische Oberflächenwelle) umfasst und durch Verwendung lediglich einer Antenne eine Mehrzahl von Kommunikationssignalen in verschiedenen Frequenzbändern senden und empfangen kann. Bei dieser Art von Hochfrequenzmodul wird ein Übertragungsverlust des zu sendenden und empfangenden Kommunikationssignals in dem Frequenzband bei der Verwendung des Hochfrequenzmoduls erhöht, es sei denn, eine Schaltung zum Senden eines Kommunikationssignals in einem anderen, unterschiedlichen Frequenzband ist dazu entworfen, eine Phase von etwa 180° für das zu sendende und empfangende Kommunikationssignal in dem Frequenzband bereitzustellen. Als Beispiel des Verfahrens zum Lösen des oben beschriebenen Problems ist bei einem in der JP 2003-87076 A offenbarten Hochfrequenzmodul eine Phasenabgleichschaltung zum Phasenabgleich in einer Leitung eingefügt, die das SAW-Filter und die Seite, die einen Schalter oder einen Diplexer umfasst, verbindet.

Jedoch weist das in der der JP 2003-87076 A offenbarte Hochfrequenzmodul das Problem auf, dass, da die Phasenabgleichschaltung über eine gesamte Mehrschichtkomponente hinweg gebildet ist, eine Modulgröße zunimmt, wenn ein zusätzliches Element wie z. B. ein Schaltelement ebenfalls an dem Hochfrequenzmodul angebracht wird.

Überdies muss bei der oben beschriebenen Art von Hochfrequenzmodul ein Filterelement wie z. B. ein SAW-Filter für jedes der mehreren Frequenzbänder verwendet werden, und das Filterelement muss eine Charakteristik aufweisen, die jedem der mehreren Frequenzbänder entspricht. Wenn ein Kommunikationssignal in einem vorbestimmten Frequenzband, das sich von den Frequenzbändern, die in der Lage sind, die Filterelemente durchzulassen, unterscheidet, durch eine andere Schaltung gesendet und empfangen wird, die von einer diese Filterelemente umfassenden Schaltung abgezweigt ist, tritt das folgende Problem auf. Da die Filterelemente voneinander verschiedene Phasencharakteristika aufweisen, müssen jeweilige Phasenabgleichschaltungen auf eine Weise bereitgestellt werden, die die Durchlasscharakteristika der Filterelemente nicht beeinträchtigt, wobei jeweilige Reflexionsphasen aller Filterelemente bezüglich des vorbestimmten Frequenzbandes berücksichtigt werden. Somit wird ein Entwurf der Phasenabgleichschaltungen schwierig, und die Modulgröße nimmt zu. Ein weiteres Problem besteht darin, dass dann, wenn versucht wird, eine Mehrzahl von Phasenabgleichschaltungen in einem Mehrschichtmodul einer kleinen Größe zu bilden, wie oben beschrieben wurde, Elemente, die die Phasenabgleichschaltungen bilden, nahe beieinander positioniert werden und eine Isolierung zwischen den benachbarten Phasenabgleichschaltungen beeinträchtigt wird.

Weitere Hochfrequenzmodule, die in verschiedenen Frequenzbändern arbeiten, sind z.B. in der JP 2004-040 322 A, der JP 2002-141 764 A, oder US 2005 / 0 206 476 A1 beschrieben.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Hochfrequenzmodul mit einer einfachen Struktur und einer geringen Größe zu verwirklichen, das sogar bei einer Struktur, die eine Mehrzahl von Filterelementen umfasst, einen Verlust eines Kommunikationssignals in einem vorbestimmten Frequenzband, das sich von Frequenzbändern unterscheidet, die in der Lage sind, die Filterelemente durchzulassen, verringern kann.

Diese Aufgabe wird durch ein Hochfrequenzmodul gemäß Anspruch 1 gelöst.

Die vorliegende Erfindung schafft ein Hochfrequenzmodul zum Senden und Empfangen mehrerer Arten von Kommunikationssignalen in verschiedenen Frequenzbändem durch Verwendung einer Antenne. Das Hochfrequenzmodul umfasst einen Diplexer, ein Schaltelement, ein erstes Filterelement und ein zweites Filterelement. Der Diplexer trennt ein Kommunikationssignal in einem ersten Frequenzband, ein Kommunikationssignal in einem zweiten Frequenzband und ein Kommunikationssignal in einem dritten Frequenzband. Das Schaltelement schaltet zwischen einem Senden/Empfangen des Signals des ersten Frequenzbandes und einem Senden/Empfangen des Signals des zweiten Frequenzbandes. Das erste Filterelement ist zwischen ein Eingangs-/Ausgangstor für das Signal des ersten Frequenzbandes und das Schaltelement eingefügt und es ermöglicht einen Durchlass des ersten Frequenzbandes durch dasselbe. Das zweite Filterelement ist zwischen ein Eingangs-/Ausgangstor für das Signal des zweiten Frequenzbandes und das Schaltelement eingefügt und ermöglicht einen Durchlass des zweiten Frequenzbandes durch dasselbe.

Bei der oben beschriebenen Anordnung wird dann, wenn eine erste Reflexionsphase des ersten Filterelements allein in dem dritten Frequenzband aus der Perspektive des Schaltelements und eine zweite Reflexionsphase des zweiten Filterelements allein in dem dritten Frequenzband aus der Perspektive des Schaltelements beide auf einem Smith-Diagramm kapazitiv sind und die zweite Reflexionsphase näher bei einer kurzgeschlossenen Seite auf dem Smith-Diagramm liegt als die erste Reflexionsphase, eine Leitungslänge einer ersten Übertragungsleitung, die das Schaltelement und das erste Filterelement verbindet, so gebildet, dass sie länger ist als eine Leitungslänge einer zweiten Übertragungsleitung, die das Schaltelement und das zweite Filterelement verbindet.

Die vorstehende Anordnung ist unter Berücksichtigung der Tatsache entworfen, dass, während die Reflexionsphase jedes Schaltelements näher an die offene Seite auf dem Smith-Diagramm herankommt, ein Übertragungsverlust des objektiven Kommunikationssignals in dem dritten Frequenzband verringert wird und eine Durchlasscharakteristik desselben verbessert wird, und dass, während die Reflexionsphase jedes Schaltelements näher an die kurzgeschlossene Seite auf dem Smith-Diagramm herankommt, der Übertragungsverlust des Kommunikationssignals in dem dritten Frequenzband erhöht wird und die Durchlasscharakteristik desselben beeinträchtigt wird. Die jeweiligen Reflexionsphasen können, wenn man die Filterelemente von dem Schaltelement aus betrachtet, in hohem Maß daran gehindert werden, näher an die kurzgeschlossene Seite heranzukommen, indem man die Leitungslänge der ersten Übertragungsleitung zwischen dem Schaltelement und dem ersten Filterelement, das dafür sorgt, dass die Reflexionsphase näher an der offenen Seite positioniert ist, wenn es sich in dem Zustand einer einzelnen Einheit allein befindet, so festlegt, dass sie länger ist als die Leitungslänge der zweiten Übertragungsleitung zwischen dem Schaltelement und dem zweiten Filterelement, das dafür sorgt, dass die Reflexionsphase näher an der kurzgeschlossenen Seite positioniert ist, wenn es sich in dem Zustand einer einzelnen Einheit allein befindet. Da ein derartiger Phasenabgleich außerdem lediglich durch Verwendung der ersten Übertragungsleitung und der zweiten Übertragungsleitung durchgeführt wird, kann die Anzahl von Komponenten des Hochfrequenzmoduls verringert werden.

Bei dem Hochfrequenzmodul gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Diplexer durch Elemente, die auf einer Schaltungsplatine angebracht sind, und durch auf der Schaltungsplatine gebildete Schaltungselektrodenstrukturen gebildet. Das Schaltelement, das erste Filterelement und das zweite Filterelement sind Elemente vom Anbringtyp, die auf der Schaltungsplatine angebracht sind. Ferner sind die erste Übertragungsleitung und die zweite Übertragungsleitung aus Elektrodenstrukturen hergestellt, die an verschiedenen Positionen auf der Schaltungsplatine gebildet sind, wenn man die Schaltungsplatine von einer Seite betrachtet, die eine Anbringoberfläche für die Elemente vom Anbringtyp umfasst.

Die vorstehende Anordnung stellt ein praktisches Verfahren zum Verwirklichen der oben beschriebenen Merkmale des Hochfrequenz-Schaltmoduls aus der Perspektive der Modulstruktur dar. Durch Verwendung der oben beschriebenen Schaltungsplatine wird die Gestalt der Schaltungsplatine vereinfacht, und das Hochfrequenzmodul kann in einer geringeren Größe gebildet werden. Da außerdem die jeweiligen Elektrodenoberflächen der ersten Übertragungsleitung und der zweiten Übertragungsleitung nicht in einer einander zugewandten Positionsbeziehung stehen, kann eine Isolierung zwischen der ersten Übertragungsleitung und der zweiten Übertragungsleitung verbessert werden, und die gewünschte Reflexionsphase kann leichter verwirklicht werden.

Bei dem Hochfrequenzmodul gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Diplexer durch Elemente, die auf einer Schaltungsplatine angebracht sind, und durch auf der Schaltungsplatine gebildete Schaltungselektrodenstrukturen gebildet. Das Schaltelement, das erste Filterelement und das zweite Filterelement sind Elemente vom Anbringtyp, die auf der Schaltungsplatine angebracht sind. Die zweite Übertragungsleitung ist aus einer Elektrodenstruktur hergestellt, die auf einer Anbringoberfläche der Schaltungsplatine für die Elemente vom Anbringtyp gebildet ist. Dagegen ist die erste Übertragungsleitung aus einer Elektrodenstruktur, die auf der Anbringoberfläche der Schaltungsplatine für die Elemente vom Anbringtyp gebildet ist, und aus einer in der Schaltungsplatine gebildeten Elektrodenstruktur zusammengesetzt.

Bei der oben beschriebenen Anordnung kann, da die erste Übertragungsleitung gebildet wird, indem nicht nur die Elektrodenstruktur auf der Anbringoberfläche, sondern auch die Innenelektrode verwendet wird, die Leitungslänge der ersten Übertragungsleitung leichter erhöht werden als die Leitungslänge der zweiten Übertragungsleitung, die lediglich aus Elektrodenstruktur auf der Anbringoberfläche hergestellt ist. Ferner können, da der Freiheitsgrad beim Bilden eines Trassierungsschemas der ersten Übertragungsleitung erhöht ist, die erste und die zweite Übertragungsleitung leichter trassiert werden, ohne durch die Positionsbeziehung zwischen dem Schaltelement und jedem der Filterelemente weniger beeinflusst zu werden.

Bei dem Hochfrequenzmodul gemäß der vorliegenden Erfindung sind das erste Filterelement und das zweite Filterelement an voneinander beabstandeten Positionen auf der Anbringoberfläche angebracht.

Da das erste Filterelement und das zweite Filterelement bei der oben beschriebenen Anordnung voneinander beabstandet sind, ist eine Isolierung zwischen beiden Filterelementen verbessert. Da außerdem das erste Filterelement in einem Abstand von dem zweiten Filterelement angebracht ist, kann der Unterschied bezüglich der Leitungslänge zwischen der ersten Übertragungsleitung und der zweiten Übertragungsleitung mit Leichtigkeit weiter vergrößert werden, indem das Schaltelement in einer näher bei dem ersten Filterelement liegenden Position angeordnet wird.

Bei dem Hochfrequenzmodul gemäß der vorliegenden Erfindung sind das erste Filterelement und das zweite Filterelement SAW-Filter.

Dieses Merkmal stellt den praktischen Typen des ersten Filterelements und des zweiten Filterelements dar.

Bei dem Hochfrequenzmodul gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein drittes Filterelement zwischen dem ersten Filterelement und dem zweiten Filterelement auf der Anbringoberfläche der Schaltungsplatine angeordnet.

Bei der oben beschriebenen Anordnung ist eine Kopplung zwischen dem ersten Filterelement und dem zweiten Filterelement ferner unterdrückt, da ein weiteres drittes Filterelement zwischen dem ersten Filterelement und dem zweiten Filterelement angeordnet ist.

Vorteilhafte Effekte der Erfindung

Gemäß den Merkmalen der vorliegenden Erfindung kann ein Übertragungsverlust verringert werden, wenn ein Kommunikationssignal in einem vorbestimmten Frequenzband, das sich von Durchlassbändern mehrerer Filterelemente, die Kommunikationssignale in verschiedenen Frequenzbändern durch dieselben hindurch übertragen, unterscheidet, durch eine andere Schaltung hindurch übertragen wird, die von einer Schaltung, die diese Filterelement umfasst, abgezweigt ist. Folglich kann das Hochfrequenzmodul, das in der Lage ist, die Kommunikationssignale in den jeweiligen Frequenzbändern durch eine Antenne auf eine schaltbare Weise mit einem geringen Verlust zu senden und zu empfangen, mit einem einfachen Aufbau und einer geringen Größe verwirklicht werden.

Figurenliste

  • 1 ist ein Schaltungsdiagramm eines Hochfrequenz-Schaltmoduls 1 gemäß einem Ausfiihrungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • 2 stellt eine Einzelne-Einheit-Charakteristik sowohl eines SAW-Filters 11 als auch eines SAW-Filters 12 und eine Veränderung von Charakteristika, wenn eine eine festgelegte Leitungslänge aufweisende Übertragungsleitung bezüglich eines Abgleichs einer Reflexionsphase zwischen einem Schaltelement 20 und jedem der SAW-Filter angeordnet ist, dar.
  • 3 ist ein charakteristischer Graph, der Durchlasscharakteristika zwischen einem Antennenanschlusstor ANTO und einem Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P3 (d. h. einem GPS-Signal-Eingangs-/Ausgangstor (GPS = global positioning system, globales Positionsbestimmungssystem)) darstellt, wenn die Leitungslänge einer Übertragungsleitung 101 länger festgelegt ist als die einer Übertragungsleitung 102 und wenn die Leitungslänge der Übertragungsleitung 101 kürzer festgelegt ist als die der Übertragungsleitung 102, unter der Bedingung, dass Charakteristika auf dem Smith-Diagramm so sind, wie dies in 2 dargestellt ist.
  • 4 ist eine schematische Ansicht, die das Anbring-Layout des Hochfrequenz-Schaltmoduls 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
  • 5 ist eine schematische Ansicht, um das Anbring-Layout zu erläutern, das eine Struktur einer Übertragungsleitung 101' umfasst, die durch Verwendung einer Innenelektrode einer Mehrschicht-Schaltungsplatine gebildet wird.

Beschreibung von Ausführungsbeispielen

Ein Hochfrequenz-Schaltmodul gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.

1 ist ein Schaltungsdiagramm eines Hochfrequenz-Schaltmoduls 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel.

Das Hochfrequenz-Schaltmodul 1 umfasst SAW-Filter 11, 12, 13 und 14, ein Schaltelement 20, einen ersten Diplexer 30 und einen zweiten Diplexer 40.

Das Hochfrequenz-Schaltmodul 1 umfasst ein Antennenanschlusstor ANTO und Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstore P1, P2, P3 und P4.

Eine Außenantenne ANT ist mit dem Antennenanschlusstor ANTO verbunden. Die Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstore P1, P2, P3 und P4 sind Tore, durch die Kommunikationssignale in verschiedenen Frequenzbändern eingegeben bzw. ausgegeben werden. Beispielsweise gibt das Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P1 ein GSM1900-Kommunikationssignal ein und aus, und das Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P2 gibt ein GSM1800-Kommunikationssignal ein und aus. Das Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P3 gibt ein GPS-Signal aus und das Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P4 gibt ein GSM850-Kommunikationssignal ein und aus. Die folgende Beschreibung erfolgt in Verbindung mit einem praktischen Beispiel unter Verwendung des GSM1900-Kommunikationssignals, des GSM1800-Kommunikationssignals, des GPS-Signals und des GSM850-Kommunikationssignals. Es ist zu beachten, dass das GSM1900-Kommunikationssignal, das GSM1800-Kommunikationssignal, das GSM850-Kommunikationssignal und das GPS-Signal Signale sind, die Frequenzbänder von 1.900 MHz, 1.800 MHz, 850 MHz bzw. 1.500 MHz aufweisen.

Als Schaltung bei dem Hochfrequenz-Schaltmodul 1 ist ein zweiter Diplexer 40 mit dem Antennenanschlusstor ANTO verbunden. Der zweite Diplexer 40 umfasst eine Resonanzschaltung, die aus einem Kondensator C401, einem Induktor L402 und einem Kondensator C402 zusammengesetzt ist. Der Kondensator C401 und der Induktor L402 sind miteinander verbunden, und eine den Kondensator C401 und den Induktor L402 verbindende Leitung ist mit dem Antennenanschlusstor ANTO verbunden. Der Kondensator C402 ist zwischen ein Ende des Induktors L402 auf der dem Antennenanschlusstor ANTO gegenüberliegenden Seite und die Erde geschaltet. Bei der oben beschriebenen Konfiguration dient der Kondensator C401 als Hochpassfilter, das einen Durchlass des GPS-Signals, des GSM1900-Kommunikationssignals und das GSM1800-Kommunikationssignals durch dasselbe ermöglicht. Eine aus dem Induktor L402 und dem Kondensator C402 zusammengesetzte Resonanzschaltung dient als Tiefpassfilter, das einen Durchlass des GSM850-Kommunikationssignals durch dasselbe ermöglicht.

Das SAW-Filter 14 ist mit der Tiefpassfilterseite des zweiten Diplexers 40, d. h. mit einem Übergang zwischen dem Induktor L402 und dem Kondensator C402, verbunden. Das SAW-Filter 14 ist ein Filter, das ein Durchlassband aufweist, das dem Frequenzband des GSM850-Kommunikationssignals entspricht. Ein Ende des SAW-Filters 14 auf der dem zweiten Diplexer 40 gegenüberliegenden Seite ist mit dem Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P4 verbunden.

Der erste Diplexer 30 ist mit der Hochpassfilterseite des zweiten Diplexers 40, d. h. mit einem Ende des Kondensators C401 auf der dem Antennenanschlusstor ANTO gegenüberliegenden Seite, verbunden.

Der erste Diplexer 30 umfasst eine Resonanzschaltung, die aus einem Kondensator C301 und einem Induktor L301 zusammengesetzt ist, und eine Resonanzschaltung, die aus einem Induktor L302 und einem Kondensator C302 zusammengesetzt ist. Eine den Kondensator C301 und den Induktor L302 verbindende Leitung ist mit dem Kondensator C401 des zweiten Diplexers 40 verbunden. Der Induktor L301 ist zwischen ein Ende des Kondensators C301 auf der Seite, die der mit dem zweiten Diplexer 40 verbundenen Seite gegenüberliegt, und die Erde geschaltet. Der Kondensator C302 ist zwischen ein Ende des Induktors L302 auf der Seite, die der mit dem zweiten Diplexer 40 verbundenen Seite gegenüberliegt, und die Erde geschaltet. Bei der oben beschriebenen Konfiguration dient die aus dem Kondensator C301 und dem Induktor L301 zusammengesetzte Resonanzschaltung als Hochpassfilter, das einen Durchlass des GSM1900-Kommunikationssignals und des GSM1800-Kommunikationssignals durch dasselbe ermöglicht. Die aus dem Induktor L302 und dem Kondensator C302 zusammengesetzte Resonanzschaltung dient als Tiefpassfilter, das einen Durchlass des GPS-Signals durch dasselbe ermöglicht.

Das SAW-Filter 13 ist mit der Tiefpassfilterseite des ersten Diplexers 30, d. h. einem Übergang zwischen dem Induktor L302 und dem Kondensator C302, verbunden. Das SAW-Filter 13 ist ein Filter, das ein Durchlassband aufweist, das dem Frequenzband des GPS-Signals entspricht. Ein Ende des SAW-Filters 13 auf der dem ersten Diplexer 30 gegenüberliegenden Seite ist mit dem Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P3 verbunden.

Das Schaltelement 20 ist mit der Hochpassfilterseite des ersten Diplexers 30, d. h. mit einem Übergang zwischen dem Kondensator C301 und dem Induktor L301, verbunden.

Das Schaltelement 20 ist ein Element zum Verbinden einer Mehrzahl von Auswahltoren 201 und 202 mit einem gemeinsamen Tor 200 auf eine schaltbare Weise gemäß einem Steuerspannungssignal, das außen angelegt wird. Das gemeinsame Tor 200 des Schaltelements 20 ist mit der Hochpassfilterseite des ersten Diplexers 30, d. h. mit dem Übergang zwischen dem Kondensator C301 und dem Induktor L301, verbunden.

Das erste Auswahltor 201 des Schaltelements 20 ist durch die Übertragungsleitung 101 mit dem SAW-Filter 11 verbunden. Das SAW-Filter 11 ist ein Filter, das ein Durchlassband aufweist, das dem Frequenzband des GSM1900-Kommunikationssignals entspricht. Ein Ende des SAW-Filters 11 auf der dem Schaltelement 20 gegenüberliegenden Seite ist mit dem Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P1 verbunden.

Das zweite Auswahltor 202 des Schaltelements 20 ist durch die Übertragungsleitung 102 mit dem SAW-Filter 12 verbunden. Das SAW-Filter 12 ist ein Filter, das ein Durchlassband aufweist, das dem Frequenzband des GSM1800-Kommunikationssignals entspricht. Ein Ende des SAW-Filters 12 auf der dem Schaltelement 20 gegenüberliegenden Seite ist mit dem Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P2 verbunden.

Bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung wird das GSM850-Kommunikationssignal zwischen dem Antennenanschlusstor ANTO und dem Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P4 durch den zweiten Diplexer 40 übertragen. Ferner wird das GPS-Signal zwischen dem Antennenanschlusstor ANTO und dem Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P3 durch den ersten Diplexer 30 und den zweiten Diplexer 40 übertragen.

Ferner wird das GSM1800-Kommunikationssignal zwischen dem Antennenanschlusstor ANT0 und dem Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P2 durch das Schaltelement 20, den ersten Diplexer 30 und den zweiten Diplexer 40 in einem Zustand übertragen, in dem das gemeinsame Tor 200 und das zweite Auswahltor 202 dahin gehend gesteuert werden, durch das Schaltelement 20 miteinander verbunden zu sein.

Außerdem wird das GSM1900-Kommunikationssignal zwischen dem Antennenanschlusstor ANTO und dem Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P1 durch das Schaltelement 20, den ersten Diplexer 30 und den zweiten Diplexer 40 in einem Zustand übertragen, in dem das gemeinsame Tor 200 und das erste Auswahltor 201 dahin gehend gesteuert werden, durch das Schaltelement 20 miteinander verbunden zu sein.

Bei der oben beschriebenen Schaltungskonfiguration muss eine Reflexionsphase, wenn die das Schaltelement 20 umfassende Seite von dem ersten Diplexer 30 aus betrachtet wird, derart angepasst werden, dass das GPS-Signal nicht aus dem erstem Diplexer 30 zu der das Schaltelement 20 umfassenden Seite hin leckt. Bei dem Hochfrequenz-Schaltmodul 1 gemäß diesem Ausführungsbeispiel sind somit die Leitungslänge der das Schaltelement 20 und das SAW-Filter 11 verbindenden Übertragungsleitung 101 und die Leitungslänge der das Schaltelement 20 und das SAW-Filter 12 verbindenden Übertragungsleitung 102 je nach Bedarf bezüglich einer Anpassung der Reflexionsphase unterschiedlich voneinander festgelegt. Ein Grund dafür, dass eine derartige Anpassung vorzunehmen ist, besteht darin, dass, da die Reflexionsphasen sowohl des SAW-Filters 11 als auch des SAW-Filters 12 in dem Frequenzband des durch den ersten Diplexer 30 getrennten GPS-Signals kapazitiv sind, die Reflexionsphasen verbessert werden können, indem die jeweiligen Leitungslängen der Übertragungsleitungen 101 und 102, von denen jede als Induktor fungiert, angepasst werden. Ein weiterer Grund dafür, dass eine derartige Anpassung vorzunehmen ist, liegt darin, dass das Schaltelement 20 selbst keine Leitungslänge aufweist, die eine beträchtliche Phasenänderung bewirkt, und die Anpassung der Reflexionsphase sowohl für das SAW-Filter 11 für das GSM1900-Kommunikationssignal als auch für das SAW-Filter 12 für das GSM1800-Kommunikationssignal erforderlich ist, wobei die SAW-Filter 11 und 12 zueinander unterschiedliche Charakteristika aufweisen.

Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Leitungslänge der Übertragungsleitung 101 auf der Basis der folgenden Theorie beispielsweise länger gebildet als die der Übertragungsleitung 102.

2 stellt eine Einzelne-Einheit-Charakteristik sowohl des SAW-Filters 11 als auch des SAW-Filters 12 und eine Änderung der Charakteristika, wenn eine eine festgelegte Leitungslänge aufweisende Übertragungsleitung bezüglich einer Anpassung der Reflexionsphase zwischen dem Schaltelement 20 und jedem der SAW-Filter angeordnet ist, dar. Bei 2 stellt eine gepunktete Linie ein Smith-Diagramm dar, das eine Reflexionscharakteristik angibt, wenn die jedes SAW-Filter umfassende Seite von dem Schaltelement 20 aus betrachtet wird, in einem Zustand, in dem jedes SAW-Filter alleine verbunden ist, und eine durchgezogene Linie stellt ein Smith-Diagramm dar, das eine Reflexionscharakteristik angibt, wenn die jedes SAW-Filter umfassende Seite von dem Schaltelement 20 aus betrachtet wird, in einem Zustand, in dem jede Übertragungsleitung hinzugefügt ist. Ferner stellt eine in jedem Smith-Diagramm bezeichnete Markierung die Reflexionsphase bei der Frequenz des GPS-Signals dar. Im Einzelnen stellt eine umgekehrte schwarze Dreiecksmarkierung (▼) die Reflexionsphase des SAW-Filters alleine dar, und eine umgekehrte weiße Dreiecksmarkierung (∇) stellt die Reflexionsphase in dem Zustand dar, wenn die Übertragungsleitung angeordnet ist.

2(A) stellt die Reflexionscharakteristik des SAW-Filters 11 dar und 2(B) stellt die Reflexionscharakteristik des SAW-Filters 12 dar. Wie aus den Reflexionscharakteristika der 2(A) und 2(B) hervorgeht, liefert das SAW-Filter allein die Reflexionsphase, die näher bei der kurzgeschlossenen Seite auf dem Smith-Diagramm in dem SAW-Filter 11 vorliegt als in dem SAW-Filter 12. Wenn also die zwei SAW-Filter, die diese Reflexionscharakteristika aufweisen, verwendet werden, ist das SAW-Filter 12 näher an dem Schaltelement 20 angeordnet als das SAW-Filter 11, und die Übertragungsleitung 101 zwischen dem Schaltelement 20 und dem SAW-Filter 11 ist länger gebildet als die Übertragungsleitung 102 zwischen dem Schaltelement 20 und dem SAW-Filter 12.

Bei dieser Anordnung ist die Reflexionsphase bei der Frequenz des GPS-Signals, wenn die das SAW-Filter 11 umfassende Seite von dem Schaltelement 20 aus betrachtet wird, hin zu der kurzgeschlossenen Seite auf dem Smith-Diagramm verändert.

Da die Übertragungsleitung 102 zwischen dem Schaltelement 20 und dem SAW-Filter 12 andererseits kürzer gebildet ist als die Übertragungsleitung 101, ist eine Änderungsrate der Reflexionsphase bei der Frequenz des GPS-Signals, wenn die das SAW-Filter 12 umfassende Seite von dem Schaltelement 20 aus betrachtet wird, geringer als die der Reflexionsphase, wenn die das SAW-Filter 11 umfassende Seite von dem Schaltelement 20 aus betrachtet wird.

Somit ist es durch Festlegen der Leitungslänge der mit dem SAW-Filter 11 verbundenen Übertragungsleitung 101 dahin gehend, dass sie länger ist als die mit dem SAW-Filter 12 verbundene Übertragungsleitung 102, wie oben beschrieben ist, möglich, eine weitere Abweichung der Reflexionsphase des SAW-Filters 12, das eine schlechtere Reflexionsphasencharakteristik für das GPS-Signal bezüglich des SAW-Filters allein aufweist als das SAW-Filter 11, zu vermeiden und die Reflexionsphase des SAW-Filters 11, das eine bessere Reflexionsphasencharakteristik für das GPS-Signal bezüglich des SAW-Filters allein aufweist als das SAW-Filter 12, mit der Reflexionsphase des SAW-Filters 12 vergleichbar zu machen. Obwohl die dem GPS-Signal durch das SAW-Filter 11 bereitgestellte Reflexionsphase mit einer größeren Rate abweicht als die dem GPS-Signal durch das SAW-Filter 12 bereitgestellte Reflexionsphase, kann folglich das Hochfrequenz-Schaltmodul 1 als Ganzes mit einer verbesserten Reflexionsphasencharakteristik für das GPS-Signal gegeben werden, wobei die Leitungslänge der Übertragungsleitung, die aus der Perspektive des Bildens der Schaltungen praktisch nicht ignoriert werden kann, berücksichtigt wird.

3 ist ein charakteristischer Graph, der Durchlasscharakteristika zwischen dem Antennenanschlusstor ANTO und dem Kommunikationssignal-Eingangs-/Ausgangstor P3 (d. h. dem GPS-Signal-Eingangs-/Ausgangstor) darstellt, wenn die Leitungslänge der Übertragungsleitung 101 länger festgelegt ist als die der Übertragungsleitung 102 und wenn die Leitungslänge der Übertragungsleitung 101 kürzer festgelegt ist als die der Übertragungsleitung 102 (umgekehrt ausgedrückt, wenn die Leitungslänge der Übertragungsleitung 102 länger festgelegt ist als die der Übertragungsleitung 101), unter der Bedingung, dass Charakteristika auf dem Smith-Diagramm so gegeben sind, wie dies in 2 dargestellt ist. Bei dem Graphen der 3 stellt eine durchgezogene Linie den Fall dar, bei dem die Leitungslänge der Übertragungsleitung 101 kürzer ist als die der Übertragungsleitung 102, und eine gepunktete Linie stellt den Fall dar, bei dem die Leitungslänge der Übertragungsleitung 101 länger ist als die der Übertragungsleitung 102.

Wie aus 3 hervorgeht, wird die Durchlasscharakteristik verbessert, indem die Leitungslänge der Übertragungsleitung 101 länger festgelegt wird als die der Übertragungsleitung 102.

Es ist zu beachten, dass die Leitungslängen der Übertragungsleitungen 101 und 102 unter Berücksichtigung nicht nur des Frequenzbandes des GPS-Signals, sondern auch eines Phasenabgleichs zwischen dem Schaltelement 20 und dem SAW-Filter 11 für das GSM1900-Kommunikationssignal und eines Phasenabgleichs zwischen dem Schaltelement 20 und dem SAW-Filter 12 für das GSM1800-Kommunikationssignal festgelegt werden. Folglich kann die verbesserte Durchlasscharakteristik sowohl für das GPS-Signal, das GSM1900-Kommunikationssignal als auch das GSM1800-Kommunikationssignal erhalten werden.

Außerdem können die oben beschriebenen Verbesserungen der Reflexionsphase und der Durchlasscharakteristik gerade dadurch verwirklicht werden, dass lediglich die zwei Übertragungsleitungen 101 und 102 verwendet werden und dass die Leitungslängen derselben angepasst werden. Demgemäß kann das Hochfrequenz-Schaltmodul, das in der Lage ist, Kommunikationssignale in mehreren Frequenzbändern durch eine Antenne mit guten Charakteristika zu senden und zu empfangen, mit einem einfachen Aufbau und einer geringen Größe verwirklicht werden.

Eine mechanische Struktur des Hochfrequenz-Schaltmoduls 1, das die oben beschriebene Schaltungskonfiguration aufweist, wird nachstehend unter Bezugnahme auf 4 beschrieben. 4 ist eine schematische Ansicht, die das Anbring-Layout des Hochfrequenz-Schaltmoduls 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel veranschaulicht.

Das Hochfrequenz-Schaltmodul 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel wird mit Elektrodenstrukturen, die in einer Mehrschicht-Schaltungsplatine gebildet sind, die durch Stapeln einer Mehrzahl von isolierenden Schichten hergestellt wird, und mit Komponenten, die auf der Mehrschicht-Schaltungsplatine angebracht sind, verwirklicht. Genauer gesagt sind die Elektrodenstrukturen, die die oben beschriebenen Schaltungsstrukturen bilden, auf einer oberen Oberfläche 1U und Innenschichten der Mehrschicht-Schaltungsplatine gebildet Ferner sind auf der oberen Oberfläche 1U der Mehrschicht-Schaltungsplatine Stege zum Anbringen diverser diskreter Komponenten gebildet, die die oben beschriebenen Schaltungen des Hochfrequenz-Schaltmoduls 1 bilden. Der Steg zum Anbringen des Schaltelements 20 ist in der Nähe des Stegs zum Anbringen des SAW-Filters 12 gebildet, und der Steg zum Anbringen des SAW-Filters 11 ist in einem Abstand von den Stegen zum Anbringen des Schaltelements 20 und des SAW-Filters 12 gebildet. Die Stege zum Anbringen der SAW-Filter 13 und 14 sind ebenfalls auf der oberen Oberfläche 1U der Mehrschicht-Schaltungsplatine gebildet. Überdies sind auch die Stege zum Anbringen der Kondensatoren und der Induktoren, die die in 1 veranschaulichten Schaltungen bilden, darauf gebildet.

Das Schaltelement 20 ist an dem Steg für das Schaltelement 20 angebracht, und die SAW-Filter 11 bis 14 sind jeweils an den Stegen für das SAW-Filter 11 bis 14 angebracht. Die aus einzelnen diskreten Chip-Komponenten hergestellten Kondensatoren und Induktoren sind an den jeweiligen Stegen für die Kondensatoren bzw. die Induktoren angebracht. Alternativ dazu können die Kondensatoren und die Induktoren mit Innenelektroden in der Mehrschicht-Schaltungsplatine verwirklicht sein.

Bei der oben beschriebenen Anordnung sind ein Steg für das erste Auswahltor 201 des Schaltelements 20 und ein Steg für einen Verbindungsanschluss 111 des SAW-Filters 11 mit dem Schaltelement 20 durch eine Elektrodenstruktur miteinander verbunden, wodurch die in 1 veranschaulichte Übertragungsleitung 101 gebildet wird.

Ferner sind ein Steg für das zweite Auswahltor 202 des Schaltelements 20 und ein Steg für einen Verbindungsanschluss 121 des SAW-Filters 12 mit dem Schaltelement 20 durch eine Elektrodenstruktur miteinander verbunden, wodurch die in 1 veranschaulichte Übertragungsleitung 102 gebildet wird.

Da außerdem, wie oben beschrieben wurde, der Steg für das Schaltelement 20 und der Steg für das SAW-Filter 12 nahe beieinander gebildet sind und der Steg für das SAW-Filter 11 in einem Abstand von diesen zwei Stegen gebildet ist, wird die die Übertragungsleitung 101 bildende Elektrodenstruktur länger als diejenige, die die Übertragungsleitung 102 bildet. Dementsprechend kann die Leitungslänge der Übertragungsleitung 101 länger festgelegt werden als die der Übertragungsleitung 102, wie oben beschrieben wurde. Ferner können die Reflexionsphase und die Durchlasscharakteristik des Hochfrequenz-Schaltmoduls 1 für das GPS-Signal verbessert werden, indem die Leitungslängen der Übertragungsleitungen 101 und 102 richtig festgelegt werden und gleichzeitig die oben erwähnte Beziehung zwischen den Leitungslängen der Übertragungsleitungen 101 und 102 aufrechterhalten wird.

Da die die Übertragungsleitung 101 bildende Elektrodenstruktur und die die Übertragungsleitung 102 bildende Elektrodenstruktur überdies auf der oberen Oberfläche 1U der Mehrschicht-Schaltungsplatine gebildet sind, sind diese Elektrodenstrukturen nicht so geformt, dass ihre Elektrodenoberflächen dahin gehend positioniert sind, einander in der Stapelungsrichtung der Mehrschicht-Schaltungsplatine zugewandt zu sein. Somit ist eine Isolierung zwischen der die Übertragungsleitung 101 bildenden Elektrodenstruktur und der die Übertragungsleitung 102 bildenden Elektrodenstruktur zuverlässiger gewährleistet, wodurch die Reflexionsphase und die Durchlasscharakteristik weiter verbessert werden können. Außerdem muss keine Streukapazität berücksichtigt werden, und ein Entwurf zum Erhalten der verbesserten Charakteristika wird erleichtert.

Da das SAW-Filter 11 und das SAW-Filter 12 in einem Abstand voneinander angeordnet sind, kann eine Isolierung zwischen diesen beiden SAW-Filtern verbessert werden.

Da außerdem das andere SAW-Filter 13, das sich von den SAW-Filtern 11 und 12 unterscheidet, zwischen dem SAW-Filter 11 und dem SAW-Filter 12 auf der Anbringoberfläche angeordnet ist, werden eine von Element zu Element erfolgende elektromagnetische Kopplung zwischen einem ersten Filterelement und einem zweiten Filterelement und eine elektromagnetische Kopplung zwischen den Anbringstegen weiter unterdrückt. Folglich kann die Isolierung zwischen dem SAW-Filter 11 und dem SAW-Filter 12 weiter verbessert werden.

Obwohl die vorstehende Beschreibung in Verbindung mit einem Beispiel erfolgt, bei dem sowohl die Übertragungsleitung 101 als auch die Übertragungsleitung 102 auf der oberen Oberfläche 1U der Mehrschicht-Schaltungsplatine gebildet sind, kann die Übertragungsleitung, die in einer längeren Länge gebildet werden soll, durch Verwendung der Innenelektrode der Mehrschicht-Schaltungsplatine gebildet werden. 5 ist eine schematische Ansicht, um das Anbring-Layout zu erläutern, das eine Struktur einer Übertragungsleitung 101' umfasst, die durch Verwendung der Innenelektrode der Mehrschicht-Schaltungsplatine gebildet ist.

Wie in 5 veranschaulicht ist, ist die Übertragungsleitung 101', deren Länge relativ vergrößert werden soll, aus Elektrodenstrukturabschnitten, die auf der oberen Oberfläche 1U gebildet sind, einem durch eine Innenelektrode gebildeten Abschnitt und Durchgangslöchern, die die Elektrodenstrukturabschnitte und den Innenelektrodenabschnitt in der Stapelungsrichtung der Mehrschicht-Schaltungsplatine verbinden, zusammengesetzt. Dagegen ist eine Übertragungsleitung 102', deren Länge relativ verringert werden soll, aus Elektrodenstrukturen hergestellt, die lediglich auf der oberen Oberfläche 1U gebildet sind. Bei einer derartigen Anordnung können die Übertragungsleitung 101' und die Übertragungsleitung 102' derart trassiert werden, dass beide Übertragungsleitungen in der Tat einander nicht berühren, während sie interessieren, wenn sie von der die obere Oberfläche 1U einschließenden Seite betrachtet werden. Demgemäß können die Übertragungsleitungen 101' und 102' auch dann in einfachen Schaltungselektrodenstrukturen gebildet sein, wenn der Steg für das erste Auswahltor 201 weiter von dem SAW-Filter 11 entfernt positioniert ist als der Steg für das zweite Auswahltor 202, wie in 5 veranschaulicht ist. Ferner kann die Leitungslänge der Übertragungsleitung 101' im Vergleich zu der Leitungslänge der Übertragungsleitung 102' problemloser relativ vergrößert werden, indem die Übertragungsleitung 101' in mehreren Schichten gebildet wird und indem die Übertragungsleitung 102' in nur einer Schicht gebildet wird. Folglich können die Übertragungsleitungen 101' und 102' problemloser entworfen und gebildet werden.

Die oben beschriebene Isolierung zwischen den Übertragungsleitungen kann weiter verbessert werden, indem die Übertragungsleitung 101' in mehreren Schichten gebildet wird, sodass die Übertragungsleitung 101' und die Übertragungsleitung 102' einander, in der Stapelungsrichtung betrachtet, nicht schneiden.

Obwohl die vorstehende Beschreibung in Verbindung mit einem Beispiel, das die SAW-Filter verwendet, erfolgt, kann die oben beschriebene Anordnung desgleichen auf Hochfrequenz-Schaltmodule angewendet werden, die andere Arten von Filterelementen verwenden, sofern das Hochfrequenz-Schaltmodul eine Mehrzahl von Filterelementen umfasst, die unterschiedliche Frequenzbänder als Durchlassbänder, eine Schaltschaltung und einen Diplexer aufweisen.

Obwohl die vorstehende Beschreibung außerdem beispielhaft in Verbindung mit dem Hochfrequenz-Schaltmodul erfolgt, das zwischen dem GSM1900-Kommunikationssignal, dem GSM1800-Kommunikationssignal, dem GPS-Signal und dem GSM850-Kommunikationssignal unter Verwendung einer Antenne schaltet, können die Kommunikationssignale optional in einer Kombination anderer geeigneter Frequenzen gewählt werden.

Bezugszeichenliste

1 - Hochfrequenz-Schaltmodul, 11 bis 14 - SAW-Filter, 20 - Schaltelement, 30, 40 - Diplexer, 101, 101', 102, 102' - Übertragungsleitung, 1U - obere Oberfläche der Mehrschicht-Schaltungsplatine