Title:
Lichtlaufzeitkamerasystem
Kind Code:
A1


Abstract:

Lichtlaufzeitkamerasystem (1)
mit einer Beleuchtung (12) zur Aussendung eines modulierten Lichts (Sp1),
mit einem Empfänger (20) zum Empfang eines Lichts (Sp2),
wobei der Empfänger (20) als Lichtlaufzeitsensor (22) mit mehreren Lichtlaufzeitpixel (23) ausgebildet ist,
mit einem Modulator (30) zur Erzeugung eines Modulationssignal (M0), der mit der Beleuchtung (12) und dem Empfänger (20) verbunden ist,
mit einer Auswerteeinheit (400), die zur Ermittlung eines Entfernungswerts ausgestaltet ist, der ausgehend von einer Phasenverschiebung zwischen dem ausgesendeten (Sp1) und dem empfangenen Licht (p2) bestimmt wird,
dadurch gekennzeichnet,
dass das Lichtlaufzeitkamerasystem (1) einen Speicher (410) aufweist, in dem ein physikalisches Rauschmodel des Lichtlaufzeitsensors (22) der Lichtlaufzeitpixel (23) hinterlegt ist,
und dass die Auswerteeinheit derart ausgebildet ist, dass eine Gewichtung und/oder ein oder mehrere Grenzwerte eines zeitlichen und/oder örtlichen Rauschfilters in Abhängigkeit des hinterlegten Rauschmodels angepasst wird.




Inventors:
Heyne, Lutz, Dr. (57250, Netphen, DE)
Application Number:
DE102016213217A
Publication Date:
01/25/2018
Filing Date:
07/20/2016
Assignee:
pmdtechnologies ag, 57076 (DE)
International Classes:
Domestic Patent References:
DE102005056774A1N/A2007-05-31
DE102004016626A1N/A2005-10-20
DE19704496C2N/A2001-02-15



Foreign References:
201300169002013-01-17
201402195522014-08-07
Other References:
BELHEDI, A.; BARTOLI, A.; BOURGEOIS, S.; GAY-BELLILE, V.; HAMROUNI, K.; SAYD, P.: Noise modelling in time-of-flight sensors with application to depth noise removal and uncertainty estimation in three-dimensional measurement". In: IET Computer Vision, Vol. 9, Nr. 6, Seiten 967 - 977, Dezember 2015. doi: 10.1049/iet-cvi.2014.0135
Attorney, Agent or Firm:
Schuhmann, Jörg, Dipl.-Phys. Dr. rer. nat., 88069, Tettnang, DE
Claims:
1. Lichtlaufzeitkamerasystem (1)
mit einer Beleuchtung (12) zur Aussendung eines modulierten Lichts (Sp1),
mit einem Empfänger (20) zum Empfang eines Lichts (Sp2),
wobei der Empfänger (20) als Lichtlaufzeitsensor (22) mit mehreren Lichtlaufzeitpixel (23) ausgebildet ist,
mit einem Modulator (30) zur Erzeugung eines Modulationssignal (M0), der mit der Beleuchtung (12) und dem Empfänger (20) verbunden ist,
mit einer Auswerteeinheit (400), die zur Ermittlung eines Entfernungswerts ausgestaltet ist, der ausgehend von einer Phasenverschiebung zwischen dem ausgesendeten (Sp1) und dem empfangenen Licht (p2) bestimmt wird,
dadurch gekennzeichnet,
dass das Lichtlaufzeitkamerasystem (1) einen Speicher (410) aufweist, in dem ein physikalisches Rauschmodel aller Lichtlaufzeitpixel (23) des Lichtlaufzeitsensors (22) hinterlegt ist,
und dass die Auswerteeinheit derart ausgebildet ist, dass eine Gewichtung und/oder ein oder mehrere Grenzwerte eines zeitlichen und/oder örtlichen Rauschfilters in Abhängigkeit des hinterlegten Rauschmodels angepasst wird.

2. Lichtlaufzeitkamerasystem (1) nach Anspruch 1, bei dem die Auswerteeinheit für die Filterung des Rauschens einen Algorithmus eines Bilateralfilters oder eines exponentiellen Filters verwendet, wobei die Gewichtungen und/oder Grenzwerte dieses Filters in Abhängigkeit des hinterlegten Rauschmodels angepasst werden.

3. Verfahren zum Betreiben eines Lichtlaufzeitkamerasystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei dem ein Entfernungswert ausgehend von einer Phasenverschiebung zwischen dem ausgesendeten (Sp1) und dem empfangenen Licht (Sp2) bestimmt wird,
bei dem ein Rauschen der von den Lichtlaufzeitpixel (23) erfassten Signale mit Hilfe eines zeitlichen und/oder örtlichen Rauschfilters reduziert wird,
wobei eine Gewichtung und/oder ein oder mehrere Grenzwerte des Rauschfilters in Abhängigkeit eines hinterlegten Rauschmodels angepasst werden.

Description:

Die Erfindung betrifft ein Lichtlaufzeitkamerasystem und ein Verfahren zum Betreiben eines solchen nach Gattung der unabhängigen Ansprüche.

Mit Lichtlaufzeitkamerasystem sollen hier insbesondere Systeme umfasst sein, die Entfernungen bzw. die Lichtlaufzeit aus der Phasenverschiebung einer emittierten und empfangenen Strahlung gewinnen. Als Lichtlaufzeit bzw. 3D-Kameras sind insbesondere PMD-Kameras mit Photomischdetektoren (PMD) geeignet, wie sie u. a. in der DE 197 04 496 A1 beschrieben und beispielsweise von der Firma 'ifm electronic GmbH' oder 'PMD-Technologies GmbH' als O3D-Kamera bzw. als CamBoard zu beziehen sind. Die PMD-Kamera erlaubt insbesondere eine flexible Anordnung der Lichtquelle und des Detektors, die sowohl in einem Gehäuse als auch separat angeordnet werden können. Auch sollen mit dem Begriff Kamera bzw. Kamerasystem auch Kameras bzw. Geräte mit mindestens einem Empfangspixel mit umfasst sein, wie beispielsweise das Entfernungsmessgerät O1D der Anmelderin.

Aus der DE 197 04 496 A1 ist ferner die Bestimmung einer Entfernung bzw. einer entsprechenden Phasenverschiebung des von einem Objekt reflektierten Lichts bekannt. Insbesondere wird offenbart, die Sendermodulation gezielt um 90°, 180° oder 270° zu verschieben, um aus diesen vier Phasenmessungen über eine arctan-Funktion eine Phasenverschiebung und somit eine Entfernung zu bestimmen.

Aufgabe der Erfindung ist es, die Entfernungsmessung eines Lichtlaufzeitkamerasystems zu verbessern.

Die Aufgabe wird in vorteilhafter Weise durch das erfindungsgemäße Lichtlaufzeitkamerasystem und Verfahren nach Gattung der unabhängigen Ansprüche gelöst.

Vorteilhaft ist ein Verfahren zum Betreiben eines Lichtlaufzeitkamerasystems vorgesehen,
mit den Schritten:
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

1 schematisch ein Lichtlaufzeitkamerasystem,

2 eine modulierte Integration erzeugter Ladungsträger,

3 einen Querschnitt durch einen PMD-Lichtlaufzeitsensor mit Potentialverteilung,

4 einen zeitlichen Verlauf der Integrationsspannungen an einem Lichtlaufzeitpixel,

5 Verläufe der Ladungsintegration abhängig von der Phasenverschiebung und -lage,

6 eine Relation der Phasenverschiebung in einem IQ-Diagramm,

7 einen Modulationsverlauf über vier Phasenlagen,

Bei der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder vergleichbare Komponenten.

1 zeigt eine Messsituation für eine optische Entfernungsmessung mit einer Lichtlaufzeitkamera, wie sie beispielsweise aus der DE 197 04 496 A1 bekannt ist.

Das Lichtlaufzeitkamerasystem 1 umfasst eine Sendeeinheit bzw. ein Beleuchtungsmodul 10 mit einer Beleuchtung 12 und einer dazugehörigen Strahlformungsoptik 15 sowie eine Empfangseinheit bzw. Lichtlaufzeitkamera 20 mit einer Empfangsoptik 25 und einem Lichtlaufzeitsensor 22.

Der Lichtlaufzeitsensor 22 weist mindestens ein Laufzeitpixel, vorzugsweise auch ein Pixel-Array auf und ist insbesondere als PMD-Sensor ausgebildet. Die Empfangsoptik 25 besteht typischerweise zur Verbesserung der Abbildungseigenschaften aus mehreren optischen Elementen. Die Strahlformungsoptik 15 der Sendeeinheit 10 kann beispielsweise als Reflektor oder Linsenoptik ausgebildet sein. In einer sehr einfachen Ausgestaltung kann ggf. auch auf optische Elemente sowohl empfangs- als auch sendeseitig verzichtet werden.

Das Messprinzip dieser Anordnung basiert im Wesentlichen darauf, dass ausgehend von der Phasenverschiebung des emittierten und empfangenen Lichts die Laufzeit und somit die zurückgelegte Wegstrecke des empfangenen Lichts ermittelt werden kann. Zu diesem Zwecke werden die Lichtquelle 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 über einen Modulator 30 gemeinsam mit einem bestimmten Modulationssignal M0 mit einer Basisphasenlage φ0 beaufschlagt. Im dargestellten Beispiel ist ferner zwischen dem Modulator 30 und der Lichtquelle 12 ein Phasenschieber 35 vorgesehen, mit dem die Basisphase φ0 des Modulationssignals M0 der Lichtquelle 12 um definierte Phasenlagen φvar verschoben werden kann. Für typische Phasenmessungen werden vorzugsweise Phasenlagen von φvar = 0°, 90°, 180°, 270° verwendet.

Entsprechend des eingestellten Modulationssignals sendet die Lichtquelle 12 ein intensitätsmoduliertes Signal Sp1 mit der ersten Phasenlage p1 bzw. p1 = φ0 + φvar aus. Dieses Signal Sp1 bzw. die elektromagnetische Strahlung wird im dargestellten Fall von einem Objekt 40 reflektiert und trifft aufgrund der zurückgelegten Wegstrecke entsprechend phasenverschoben Δφ(tL) mit einer zweiten Phasenlage p2 = φ0 + φvar + Δφ(tL) als Empfangssignal Sp2 auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Im Lichtlaufzeitsensor 22 wird das Modulationssignal M0 mit dem empfangenen Signal Sp2 gemischt, wobei aus dem resultierenden Signal die Phasenverschiebung bzw. die Objektentfernung d ermittelt wird.

Ferner weist das System ein Modulationssteuergerät 27 auf, das in Abhängigkeit der vorliegenden Messaufgabe die Phasenlage φvar das Modulationssignal M0 verändert und/oder über einen Frequenzoszillator 38 die Modulationsfrequenz einstellt.

Als Beleuchtungsquelle bzw. Lichtquelle 12 eignen sich vorzugsweise Infrarot-Leuchtdioden. Selbstverständlich sind auch andere Strahlungsquellen in anderen Frequenzbereichen denkbar, insbesondere kommen auch Lichtquellen im sichtbaren Frequenzbereich in Betracht.

Das Grundprinzip der Phasenmessung ist schematisch in 2 dargestellt. Die obere Kurve zeigt den zeitlichen Verlauf des Modulationssignals M0 mit der die Beleuchtung 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 angesteuert werden. Das vom Objekt 40 reflektierte Licht trifft als Empfangssignal Sp2 entsprechend seiner Lichtlaufzeit tL phasenverschoben Δφ(tL) auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Der Lichtlaufzeitsensor 22 sammelt die photonisch erzeugten Ladungen q über mehrere Modulationsperioden in der Phasenlage des Modulationssignals M0 in einem ersten Akkumulationsgate Ga und in einer um 180° verschobenen Phasenlage M0 + 180° in einem zweiten Akkumulationsgate Gb. Aus dem Verhältnis der im ersten und zweiten Gate Ga, Gb gesammelten Ladungen qa, qb lässt sich die Phasenverschiebung Δφ(tL) und somit eine Entfernung d des Objekts bestimmen.

3 zeigt einen Querschnitt durch einen Pixel eines Photomischdetektors wie er beispielsweise aus der DE 197 04 496 C2 bekannt ist. Die Modulationsphotogates Gam, G0, Gbm bilden den lichtsensitiven Bereich eines PMD-Pixels. Entsprechend der an den Modulationsgates Gam, G0, Gbm angelegten Spannung werden die photonisch erzeugten Ladungen q entweder zum einen oder zum anderen Akkumulationsgate bzw. Integrationsknoten Ga, Gb gelenkt. Die Integrationsknoten können als Gate oder auch als Diode ausgebildet sein.

3b zeigt einen Potenzialverlauf, bei dem die Ladungen q in Richtung des ersten Integrationskonten Ga abfliesen, während das Potenzial gemäß 3c die Ladung q in Richtung des zweiten Integrationsknoten Gb fließen lässt. Die Potenziale werden entsprechend der anliegenden Modulationssignale vorgegeben. Je nach Anwendungsfall liegen die Modulationsfrequenzen vorzugsweise in einem Bereich von 1 bis 100 MHz. Bei einer Modulationsfrequenz von beispielsweise 1 MHz ergibt sich eine Periodendauer von einer Mikrosekunde, so dass das Modulationspotenzial dementsprechend alle 500 Nanosekunden wechselt.

In 3a ist ferner eine Ausleseeinheit 400 dargestellt, die gegebenenfalls bereits Bestandteil eines als CMOS ausgebildeten PMD-Lichtlaufzeitsensors sein kann. Die als Kapazitäten bzw. Dioden ausgebildeten Integrationsknoten Ga, Gb integrieren die photonisch erzeugten Ladungen über eine Vielzahl von Modulationsperioden. In bekannter Weise kann die dann an den Gates Ga, Gb anliegende Spannung beispielsweise über die Ausleseeinheit 400 hochohmig abgegriffen werden. Die Integrationszeiten sind vorzugsweise so zu wählen, dass für die zu erwartende Lichtmenge der Lichtlaufzeitsensor bzw. die Integrationsknoten und/oder die lichtsensitiven Bereiche nicht in Sättigung geraten.

In 4 ist ein typischer zeitlicher Verlauf der an den Integrationsknoten Ga, Gb während einer Phasenmessung anliegenden Spannung Ua, Ub. Ausgehend von einer nach einem Reset an den Integrationsknoten anliegenden positiven Resetspannung UDRS fällt die Spannung aufgrund der akkumulierten Photoelektronen an beiden Integrationsknoten Ga, Gb ab. Entsprechend der Phasenverschiebung Δφ(tL) des empfangenen Signals fallen die Spannungen an den Integrationsknoten Ga, Gb unterschiedlich stark ab. Zum Ende der Integrationszeit tint wird die an den Integrationsknoten Ga, Gb anliegenden Spannung Ua, Ub ausgelesen. Die Spannungsdifferenz ΔU der beiden Spannungen Ua, Ub entspricht in bekannter Weise der Differenz Δq der an den Integrationsknoten Ga, Gb akkumulierten Ladung q. Die Integrationszeit tint ist vorzugsweise so bemessen, dass kein Integrationsknoten Ga, Gb bei einer üblichen Belichtung sein Sättigungspotential Us erreicht. Für größere Signalstärken kann auch eine so genannte SBI-Schaltung zur Signalkompensation vorgesehen sein. Derartige Schaltungen sind beispielsweise aus der DE 10 2004 016 626 A1 oder DE 10 2005 056 774 A1 bekannt.

5a und 5b zeigen Verläufe der normierten Ladungsdifferenz Δq = qa – qb/(qa + qb) in Abhängigkeit der Phasenverschiebung Δφ(tL) des empfangenen Lichtsignals Sp2 mit unterschiedlichen Phasenlagen. Die 5a zeigt einen Verlauf für eine unverschobene Modulationsphase M0 mit einer Phasenlage φvar = 0°.

Bei einem Auftreffen des Signals Sp2 ohne Phasenverschiebung also Δφ(tL) = 0°, beispielsweise, wenn das Sendesignal Sp1 direkt auf den Sensor gelenkt wird, sind die Phasen der Modulation M0 und vom empfangenen Signal Sp2 identisch, so dass alle erzeugten Ladungsträger phasensynchron am ersten Integrationsknoten Ga erfasst werden und somit ein maximales Differenzsignal mit Δq = 1 anliegt.

Mit zunehmender Phasenverschiebung nimmt die am ersten Integrationsknoten Ga akkumulierte Ladung ab und am zweiten Integrationsknoten Gb zu. Bei einer Phasenverschiebung von Δφ(tL) = 90° sind die Ladungsträger qa, qb an beiden Integrationsknoten Ga, Gb gleich verteilt und die Ladungsdifferenz somit Null und nach 180° Phasenverschiebung ”–1”. Mit weiter zunehmender Phasenverschiebung nimmt die Ladung am ersten Gate Ga wieder zu, so dass im Ergebnis die Ladungsdifferenz wieder ansteigt, um dann bei 360° bzw. 0° wieder ein Maximum zu erreichen.

Mathematisch handelt es sich hierbei um eine Korrelationsfunktion des empfangenen Signals Sp2 mit dem modulierenden Signal M0.

Bei einer Modulation mit einem Rechtecksignal ergibt sich wie bereits dargestellt als Korrelationsfunktion eine Dreiecksfunktion. Bei einer Modulation mit beispielsweise einem Sinussignal wäre das Ergebnis eine Kosinusfunktion.

Wie 5a zeigt, ist eine Messung der Phase mit einer Phasenlage nur bis zu einer Phasenverschiebung Δφ(tL) ≤ 180° eindeutig.

Zur maximalen Erfassung der Phasenverschiebung ist beispielsweise das IQ(Inphase-Quadratur) Verfahren bekannt, bei dem zwei Messungen mit um 90° verschobenen Phasenlagen durchgeführt werden, also beispielsweise mit der Phasenlage φvar = 0° und φvar = 90°. Das Ergebnis einer Messung mit der Phasenlage φvar = 90° ist in 5b dargestellt.

Die Beziehung dieser beiden Kurven lässt sich in bekannter Weise beispielsweise für sinusförmige Kurvenverläufe in einem IQ-Diagramm gem. 6 darstellen. In erster Näherung ist diese Darstellung ohne weiteres auch für die dargestellten Dreiecksfunktionen anwendbar.

Der Phasenwinkel lässt sich dann in bekannter Weise über eine arctan-Funktion bzw. arctan2-Funktion bestimmen: φ = Δφ(tL) = arctanΔq(90°)Δq(0°)

Aufgrund des linearen Zusammenhangs zwischen Ladung und Spannung, lässt sich der Phasenwinkel ebenso über die Spannungsdifferenzen bestimmen: Δφ(tL) = arctanΔU(90°)ΔU(0°)

Um beispielsweise Asymmetrien des Sensors zu kompensieren, können zusätzliche um 180° verschobene Phasenmessungen durchgeführt werden, so dass sich im Ergebnis der Phasenwinkel wie folgt bestimmen lässt. φ = Δφ(tL) = arctanΔq(90°) – Δq(270°)Δq(0°) – Δq(180°)

Oder verkürzt formuliert:

Wobei die Indizes die jeweilige Phasenlage der Differenzen ai andeuten, mit a1 = Δq(0°) usw.

Aus der Phasenverschiebung φ bzw. Δφ(tL) lassen sich für Objektabstände d, die kleiner sind als die halbe Wellenlänge λ der Modulationsfrequenz d ≤ λ/2, in bekannter Weise ein Abstand bestimmen. d = Δφ(tL)λ·12

In 7 ist ein vollständiger Satz einer Entfernungsmessung mit vier Phasenlagen von 0°, 90°, 180° und 270° dargestellt. Im dargestellten Fall werden Ladungsträger jeweils über Modulationsperioden integriert und in jeder Phasenlage ein der Ladungsdifferenz entsprechender Wert a1, a2, a3, a4 ausgelesen, woraus sich wie bereits dargestellt eine Phasenverschiebung und ein entsprechender Entfernungswert ermitteln lässt.

Die erfindungsgemäße Idee ist es nun neuartiger Filterkonzepte basierend auf der gezielten Auswertung der Rauschinformation zu implementieren. Dies erlaubt es, pixelindividuell die Stärke der Filter (räumlich, zeitlich oder kombiniert) genauso anzupassen, wie es das lokale Rauschniveau zulässt. Signalsprünge oberhalb des Rauschlevels bleiben so erhalten.

Klassische Filter wie Gaußfilter oder gleitende Mittelwertfilter verwenden eine gleichbleibende Gewichte in ihrer Mittelung und nehmen keine Rücksicht auf die Werte, über die sie mitteln. Eine Verbesserung sind Filter wie Bilateralfilter, bei denen die Gewichte von den relativen Änderungen der Inputdaten abhängen. Auf diese Art sind diese Filter eingeschränkt kantenerhaltend, sobald die Änderung über die Kante über einen bestimmten vorher definierten Grenzwert liegt. Diese Filter verlangen aber eine Referenzlänge, die vereinfachend gesagt vorgibt ab wann gefiltert wird. Diese Art Filter sind daher nicht mehr skaleninvariant, die Stärke der Filterung hängt stark davon ab wie viel die Pixel im Verhältnis zur Referenzlänge rauschen.

Die Erfindung basiert nun darauf, dass unter bestimmten Bedingungen nicht nur das zu filternde Bild gegeben ist, sondern zusätzlich dass pixelindividuelle Rauschen. Dieses Rauschen kann zum Beispiel über ein hinterlegtes physikalisches Rauschmodel und/oder weitere ergänzende Messungen (welche die weiteren notwendigen Inputgrößen für das Rauschmodel liefern) gewonnen werden. Dies gilt insbesondere nicht nur für normale Intensitätsbilder sondern speziell auch für Bilder, die sich aus mehreren Messungen zusammensetzen, wie zum Beispiel 3D-ToF Distanzbilder.

Mithilfe dieser zusätzlichen Information über das Rauschen kann die Gewichtung der verschiedenen Rausch-Filter optimiert werden und eine gewisse Skaleninvarianz erreicht werden. Skalenparameter, wie etwa σd im klassischen Bilateralfilter können so ersetzt werden und auf das lokale wahre Rauschen n bezogen werden. Eine mögliche Implementierung ist: σ = λ·nin(s) mit einem Skalierungsfaktor λ.

Somit wird die Differenz der Signale din(p) – din(s) nicht auf einen festen Wert σd sondern individuell auf das individuelle Rauschen nin normiert.

Dieses Vorgehen lässt sich auf Filter jeglicher Art vorwenden, die bis jetzt feste Skalen-Parameter verwenden, so insbesondere neben örtlichen Filtern auch zeitliche.

Nachfolgend ist dies exemplarisch für einen örtlichen Bilateral Filter und einen zeitlichen exponential Filter gezeigt.

Örtlicher Filter: Beim klassischen Bilateralfilter ergeben sich die Gewichte aus dem Pixel-Abstand zum Zentralen Pixel s: |s – p| und der Differenz der Signale |din(p) – din(s)|. Der Filter lässt sich wie folgt ausdrücken.

Mit

s:
aktuelles Pixel das gefiltert wird,
p:
Pixel innerhalb des Kernels Ω um Pixel s das zur Filterung beiträgt

Dies wird nun zum adaptiven Noisefilter indem die vorher feste Grenze σd an das lokale Rauschen σ(p, s) gekoppelt wird:

Mit: σ(p, s) = λ·nin(s)

Oder vereinfacht: σdwird für jedes Pixel ersetzt durch: λ·nin(s)

Zeitlicher Filter: Analog zu oben wird beim „nonlinear exponential smoothing” NLES Filter eine Gewichtung auf das aktuelle Rauschen vorgenommen. Damit wird auch hier eine Kopplung an das Rauschniveau erreicht und die zeitliche Filterung an die Stärke des Rauschens gekoppelt. Die Mittelung über die Vergangenheit ist groß, solange Änderungen innerhalb des Rauschens liegen.

Bezugszeichenliste

1
Lichtlaufzeitkamerasystem
10
Beleuchtungsmodul
12
Beleuchtung
20
Empfänger, Lichtlaufzeitkamera
22
Lichtlaufzeitsensor
27
Auswerteeinheit
30
Modulator
35
Phasenschieber, Beleuchtungsphasenschieber
38
Modulationssteuergerät
40
Objekt
400
Auswerteeinheit
φ, Δφ(tL)
laufzeitbedingte Phasenverschiebung
φvar
Phasenlage
φ0
Basisphase
M0
Modulationssignal
p1
erste Phase
p2
zweite Phase
Sp1
Sendesignal mit erster Phase
Sp2
Empfangssignal mit zweiter Phase
Ga, Gb
Integrationsknoten
Ua, Ub
Spannungen an den Integrationsknoten
ΔU
Spannungsdifferenz
Δq
Ladungsdifferenz
d
Objektdistanz

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG

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Zitierte Patentliteratur

  • DE 19704496 A1 [0002, 0003, 0016]
  • DE 19704496 C2 [0024]
  • DE 102004016626 A1 [0027]
  • DE 102005056774 A1 [0027]