Title:
Mehrstufige Anordnung mit einer reduzierten Dispersion
Document Type and Number:
Kind Code:
A1

Abstract:

Um den negativen Effekt eines parasitären Impedanzelements in einer zweistufigen Anordnung einer ersten und einer zweiten elektrischen Komponente auszugleichen, wird ein Ausgleichselement zwischen die erste und die zweite Stufe eingesetzt, um die parasitären Impedanzelemente so zu ergänzen, dass ein Phasenschieber erhalten.





Inventors:
Detlefsen, Andreas (82223, Eichenau, DE)
Esquius Morote, Marc, Dr. (81739, München, DE)
Application Number:
DE102016106611A
Publication Date:
10/12/2017
Filing Date:
04/11/2016
Assignee:
SnapTrack, Inc. (Calif., San Diego, US)
International Classes:
H03H7/18
Foreign References:
65560722003-04-29
50498411991-09-17
51736711992-12-22
Attorney, Agent or Firm:
BARDEHLE PAGENBERG Partnerschaft mbB Patentanwälte, Rechtsanwälte, 81675, München, DE
Claims:
1. Mehrstufige Anordnung, umfassend:
eine erste elektrische Komponente in einer ersten Stufe,
eine zweite elektrische Komponente in einer zweiten Stufe,
ein erstes und ein zweites parasitäres Impedanzelement, die der jeweiligen der elektrischen Komponenten zugeordnet sind,
mindestens ein Ausgleichselement, das mit der ersten und der zweiten Stufe gekoppelt ist,
wobei ein Typ des Ausgleichselements derart gewählt ist, dass ein Phasenschieber durch eine Schaltung, die das erste und das zweite parasitäre Impedanzelement und das mindestens eine Ausgleichselement umfasst, gebildet wird.

2. Anordnung nach Anspruch 1, wobei die erste elektrische Komponente in der ersten Stufe und die zweite elektrische Komponente in der zweiten Stufe auf einem gemeinsamen Die angeordnet sind.

3. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Impedanz des Ausgleichselements derart gewählt ist, dass, wenn es mit der ersten und der zweiten Stufe kombiniert wird, ein idealer Phasenschieber ohne Impedanztransformation erzeugt wird.

4. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei die erste und die zweite Komponente jeweils ein erster bzw. ein zweiter Schalter (SW1, SW2) sind,
wobei das parasitäre Impedanzelement der ersten und der zweiten Komponente jeweils eine parallele Kapazität (C1, C2) ist,
wobei das Ausgleichselement ein ausgleichendes Induktivitätselement (LC) ist,
wobei der Phasenschieber als ein Pi-Glied ausgebildet ist, das die erste und die zweite Kapazität (C1, C2), die in parallelen Zweigen angeordnet sind, und das Induktivitätselement (LC), das in einem Reihenzweig des Pi-Abschnitts angeordnet ist, umfasst.

5. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei, falls C1 < C2, eine Ergänzungskapazität (CS) parallel zu einer ausgewählten von der ersten und der zweiten parallelen Kapazität geschaltet ist,
wobei der Wert der Ergänzungskapazität derart gewählt ist, dass die Gleichung (1) nahezu erfüllt ist: (C1 + CS) = C2(1)

6. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die mehrstufige Anordnung einen komplexen kaskadierten Schalter umfasst, der in einem Frontend-Modul angeordnet ist, um eine ausgewählte von mehreren Antennen mit einem oder mehreren von einer Vielzahl von Signalpfaden zu verbinden, von denen jeder einem oder mehreren entsprechenden Frequenzbändern zugeordnet ist.

7. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei ein dritter Schalter vorhanden ist,
wobei ein gewähltes Anpassungselement mit der Anordnung über den dritten Schalter je nach einem gewählten Frequenzband oder einer gewählten Frequenzbandkombination gekoppelt ist,
wobei der dritte Schalter zwischen einem Schalter und einem Signalpfad oder zwischen der ersten und der zweiten Stufe angeordnet ist.

8. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei ein dritter Schalter (SWM) vorhanden ist,
wobei ein gewähltes Queranpassungselement (ME) mit der Anordnung über den dritten Schalter je nach einem gewählten Frequenzband oder einer gewählten Frequenzbandkombination gekoppelt ist,
wobei der dritte Schalter (SWM) zwischen einem Bandauswahlschalter (SWA) und einem Ausgleichselement (CE) angeordnet ist.

9. Verfahren zum Eliminieren einer Dispersion in einem Frontend-Modul, das einen kaskadierten Schalter innerhalb einer Signalleitung umfasst,
Bestimmen der parasitären Impedanz eines ersten Schalters,
Bestimmen der parasitären Impedanz eines zweiten Schalters,
Koppeln des ersten und des zweiten Schalters mithilfe eines Ausgleichselements, wobei die Ausgleichsimpedanz von einem idealen Phasenschieber gewählt wird, der aus den parasitären Impedanzen des ersten und des zweiten Schalters (SWA, SWB) und des Ausgleichselements (CE) besteht.

10. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch,
wobei der Phasenschieber ein Pi-Abschnitt oder ein T-Abschnitt ist,
wobei eine Unausgeglichenheit der parasitären Impedanzen des ersten und des zweiten Schalters durch Hinzufügen eines ergänzenden Impedanzelements an den Phasenschieber ausgeglichen wird, so dass die beiden parasitären Impedanzen des ersten und des zweiten Schalters ausgeglichen werden.

11. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch,
wobei der erste Schalter mehrere auswählbare Weichen aufweist, wobei jede Weiche eine Antenneneinspeisung mit der Signalleitung verbindet,
wobei der zweite Schalter mehrere auswählbare Weichen aufweist, wobei jede Weiche einen Signalpfad mit der Signalleitung aktiv verbindet, wobei jeder Signalpfad ein Filter umfasst und einem Frequenzband zugeordnet ist,
wobei ein dritter Schalter verwendet wird, um ein ausgewähltes Anpassungselement mit der Signalleitung zu koppeln,
wobei das Anpassungselement in Abhängigkeit von den Frequenzbändern der aktiv mit der Signalleitung verbundenen derart ausgewählt wird, dass eine optimierte Anpassung erzielt wird.

Description:

Zum Verteilen von Signalen innerhalb einer Schaltung werden Halbleiterschalter auf der Grundlage von pin-Dioden, Galliumarsenid oder CMOS verwendet. In einem ausgeschalteten Zustand eines solchen Schalters wird eine parasitäre Kapazität der offenen Schalterzweige für den Signalpfad wirksam. Diese Querkapazität kann als eine Ausschaltkapazität oder Restkapazität bezeichnet werden. Meistens wird sie auf Datenblättern als die charakteristische Kenngröße Coff eines Halbleiterschalters zusammen mit ihrem Gegenstück Ron, dem Durchlasswiderstand, ausgewiesen. Diese unerwünschte parasitäre Belastungs-Coff führt zu einer Impedanzdispersion über der Frequenz und einer reduzierten Übertragungsbandbreite dieses Abschnitts.

Innerhalb eines HF-Moduls werden verschiedene elektrische Komponenten miteinander gekoppelt, um Filter, Schalter, Leitungen und andere nützliche Komponenten bereitzustellen. Da die meisten der Komponenten mit den HF-Signalen in Kontakt stehen, ist eine Impedanzanpassung erforderlich. Gegenwärtige HF-Module unterstützen eine Vielzahl von verschiedenen Bändern. Diese Bänder können in einem Einzelbandmodus sowie in einem Trägeraggregationsmodus (= carrier aggregation mode) betrieben werden. Eine optimale Impedanzanpassung ist für eine gegebene Frequenz möglich. Jedoch treten Probleme auf, wenn größere Frequenzbereiche von oder verschiedene Bänder durch dieselben Komponenten gehandhabt werden müssen.

Wenn die Impedanzanpassung zwischen gekoppelten Komponenten nicht für jedes Betriebsfrequenzband optimal ist, entstehen Anpassungsverluste aufgrund von Signalreflexion.

Ein besonderes Problem tritt zum Beispiel in einem komplexen kaskadierten Schalter auf, der zwei Schalterabschnitte umfasst, welche am Antennenfrontend verwendet werden. Ein erster Abschnitt des kaskadierten Schalters wird verwendet, um die Signalleitung an eine gewählte Antenne zu führen. Ein zweiter Abschnitt wird verwendet, um eine Signalleitung für ein gewähltes Band auszuwählen oder um mehrere Signalleitungen gleichzeitig mit der Antenne zu verbinden, wie in Trägeraggregationsmodi erforderlich ist. Ein derartiger kaskadierter Schalter kann eine große parasitäre Kapazität aufweisen und wirkt daher als ein parasitäres Impedanzelement. Solch eine große parasitäre Kapazität erzeugt eine große Dispersion über dem unterstützten Frequenzbereich oder den unterstützten Frequenzbändern.

In gegenwärtigen Lösungen wird eine direkte On-Chip-Verbindung beider Schalterabschnitte vorgenommen, während die parasitäre Kapazität über einen großen Frequenzbereich mit Anpassungselementen an den Schaltereingangs- oder Schalterausgangsanschlüssen oder mit parallelen Anpassungselementen zwischen den Schalterabschnitten reduziert, jedoch nicht kompensiert wird. Die parallelen Elemente dazwischen könnten schaltbar gestaltet werden, um zusätzlich eine Vielfalt von Anpassungsbedingungen, die von den Filterzweigen herrühren, zu unterstützen.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Anmeldung, eine mehrstufige Anordnung, zum Beispiel einen mehrstufigen Schalter, bereitzustellen, die eine verbesserte Anpassung über alle verwendete Bändern und Bandkombinationen aufweist. Des Weiteren sollte die mehrstufige Anordnung in der Lage sein, geschaltete parallele Anpassungselemente zu unterstützen, um Fälle auszugleichen, in denen mehrfache Trägeraggregation verwendet wird.

Diese und andere Aufgaben werden durch eine mehrstufige Anordnung nach Anspruch 1 gelöst. Ein Verfahren zum Eliminieren einer Dispersion in einer mehrstufigen Anordnung sowie vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung werden durch weitere Ansprüche angegeben.

Die allgemeine Idee der Erfindung besteht darin, die parasitären Impedanzelemente, die durch eine erste elektrische Komponente in einer ersten Stufe der mehrstufigen Anordnung und eine zweite elektrische Komponente in einer zweiten Stufe der mehrstufigen Anordnung bereitgestellt sind, aktiv zu verwenden, um ein Element mit einer reduzierten Dispersion über den verwendeten Frequenzen zu bilden. Um dies zu tun, wird vorgeschlagen, ein Ausgleichselement einzuführen, das zusammen mit den parasitären Impedanzelementen einen Phasenschieber mit geringer oder keiner Dispersion bildet.

Es wird bevorzugt, dass die erste elektrische Komponente in der ersten Stufe und die zweite elektrische Komponente in der zweiten Stufe auf einem gemeinsamen Die angeordnet werden.

Ein Phasenschieber kann je nach der Art des parasitären Impedanzelements in den zwei Stufen oder Abschnitten als ein T-Abschnitt oder ein Pi-Abschnitt ausgebildet werden.

Wenn die parasitären Impedanzelemente wie Reihenkapazitäten wirken, kann eine Parallelinduktivität als ein Ausgleichselement verwendet werden, um einen Hochpass-T-Abschnitt-Phasenschieber zu bilden.

Wenn die zwei parasitären Impedanzelemente wie Induktivitäten wirken, kann eine Parallelkapazität verwendet werden, um einen Tiefpass-T-Abschnitt-Phasenschieber zu bilden.

Wenn die zwei parasitären Impedanzelemente wie parallele Induktivitäten wirken, kann eine Reihenkapazität dazwischen als ein Ausgleichselement gekoppelt werden, um einen Hochpass-Pi-Abschnitt zu bilden, der auch als ein Phasenschieber arbeitet.

Wenn die zwei parasitären Impedanzelemente wie parallele Kapazitäten wirken, kann eine Induktivität dazwischen als ein Ausgleichselement gekoppelt werden, um einen Tiefpass-Pi-Abschnitt bereitzustellen, der auch als ein Phasenschieber arbeitet.

Es ist vorteilhaft, dass die Impedanz des Ausgleichselements derart gewählt wird, dass, wenn sie mit der ersten und der zweiten Stufe kombiniert wird, ein idealer Phasenschieber ohne Impedanztransformation erzeugt wird.

Ein Impedanzwert des Ausgleichselements wird daher gewählt, um einen idealen Phasenschieber bereitzustellen, wobei ein Bereich von +/–30% um den optimalen Wert vernünftige Vorteile gegenüber dem Stand der Technik bietet. Ein derartiger idealer Phasenschieber weist keine Impedanztransformation über der Frequenz auf und der Schalter verhält sich außer einer Phasenrotation, die für die Anwendung und das gesamte HF-Modul unbedenklich ist, neutral in Bezug auf die verwendeten Anwendungsfrequenzbänder.

Die Erfindung kann auf eine beliebige mehrstufige Anordnung angewendet werden, die mindestens zwei Stufen umfasst, wobei jede Stufe eine elektrische Komponente umfasst, welche ein parasitäres Impedanzelement aufweist. In einer bevorzugten Ausführungsform sind jedoch die erste und die zweite Komponente jeweils ein erster bzw. ein zweiter Schalter, und das parasitäre Impedanzelement der ersten und der zweiten Komponente ist eine parallele Kapazität. Ausgehend von diesem Szenario wird ein Induktivitätselement als ein Ausgleichselement verwendet und zwischen der ersten und der zweiten Stufe, jeweils zwischen der ersten und der zweiten elektrischen Komponente, gekoppelt. Der resultierende Phasenschieber wird als ein Pi-Abschnitt ausgebildet, wobei eine erste und eine zweite parasitäre parallele Kapazität in einer ersten und einer zweiten Schalterstufe angeordnet sind und das Ausgleichselement zwischen den zwei parallelen Zweigen als ein Reiheninduktivitätselement angeordnet wird.

Die vorgeschlagene Lösung funktioniert einwandfrei, wenn beide parasitären Impedanzelemente die gleiche oder zumindest eine ähnliche parasitäre Impedanz aufweisen.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform kann jegliche Unausgeglichenheit in den parasitären Impedanzelementen durch ein Ergänzungselement ausgeglichen werden, welches im Fall der zwei Schalter eine Ergänzungskapazität ist. Diese Ergänzungskapazität wird parallel zu einer gewählten parallelen parasitären Kapazität geschaltet, wobei die gewählte parasitäre Kapazität diejenige ist, die die kleinere Kapazität aufweist. Der Wert der Ergänzungskapazität wird derart gewählt, dass der Pi-Abschnitt symmetrisch wird, d. h. die Kapazitäten in den parallelen Zweigen beider Seiten des Pi-Abschnitts gleich oder zumindest ähnlich sind.

Falls das parasitäre Element ein von einer parallelen Kapazität verschiedenes Impedanzelement ist, wird eine andere Konstellation eines Phasenschiebers ausgebildet. In jenen Fällen können außerdem ein oder mehrere ergänzende Ausgleichselemente hinzugefügt werden, um einen ausgeglichenen Abschnitt mit Elementen gleicher oder ähnlicher Impedanz auf beiden Seiten bereitzustellen.

Wie bereits erwähnt, ist eine bevorzugte Verwendung der Erfindung ein kaskadierter Schalter, der in einem Frontend-Modul für mobile Kommunikation angeordnet ist. Der kaskadierte Schalter soll von mehreren Antennen eine ausgewählte mit einem oder mehreren von einer Vielzahl von Signalpfaden verbinden, wobei jeder Pfad einem entsprechenden Frequenzband zugeordnet ist. Die erste Schalterstufe könnte daher Antennenschalter und die zweite Stufe Bandauswahlschalter genannt werden.

Gemäß einer erweiterten Ausführungsform der Erfindung umfasst die mehrstufige Anordnung einen dritten Schalter. Dieser Schalter ist in einer beliebigen von der ersten und der zweiten Stufe der mehrstufigen Anordnung, vorzugsweise zwischen dem ersten und dem zweiten Schalter oder zwischen einem der Schalter und einem Signalpfad, der mit einem der Schalter gekoppelt ist, angeordnet. Mithilfe des dritten Schalters kann ein ausgewähltes Anpassungselement mit der mehrstufigen Anordnung gekoppelt werden, dessen Wert von dem gewählten Frequenzband oder von der ausgewählten Kombination von Frequenzbändern abhängt. Diese geschalteten Anpassungselemente, wo auch immer sie in der Anordnung platziert werden, verändern nicht die Charakteristiken des Phasenschiebers, auch wenn sie in der Nähe des Phasenschiebers angeordnet werden.

Wenn das HF-Modul, das die erfindungsgemäße mehrstufige Anordnung umfasst, in einem Trägeraggregationsmodus betrieben wird, wird mehr als ein Signalpfad durch den Bandauswahlschalter eingeschaltet. Zusammen mit einer parallelen Induktivität, die irgendwo in dem verbundenen Signalpfad platziert ist, entspricht die Schaltung dann einer typischen Duplexer-Topologie mit einer parallelen Induktivität, die Gegenbandlasten ausgleicht.

Wenn die Induktivitätsanordnung zwischen dem Bandauswahlschalter und dem Ausgleichselement vorgenommen wird, könnte eine parallele Induktivität für verschiedene Bandkonfigurationen von Trägeraggregation wirksam sein.

Außerdem liegt auch ein Verfahren zum Eliminieren einer Dispersion in einem Frontend-Modul innerhalb des Umfangs der Erfindung. Das Modul umfasst einen kaskadierten Schalter, der die mehrstufige Anordnung bildet. In einem ersten Schritt werden die parasitäre Impedanz des ersten Schalters sowie die parasitäre Impedanz des zweiten Schalters bestimmt. Um diese parasitären Impedanzen auszugleichen, werden der erste und der zweite Schalter mithilfe eines Ausgleichselements gekoppelt.

Im Fall der zwei Schalter ist das Ausgleichselement ein Induktivitätselement. Sein Wert wird gewählt, um einen idealen Phasenschieber aus den zwei parasitären Impedanzelementen oder dem ersten und dem zweiten Schalter und dem ausgleichenden Impedanzelement zu bilden. In den bevorzugten Ausführungsformen wird der Phasenschieber als ein Pi-Abschnitt oder ein T-Abschnitt ausgebildet, wobei, wenn eine Unausgeglichenheit der parasitären Impedanz des ersten und des zweiten Schalters entsteht, sie durch Hinzufügen eines ergänzenden Impedanzelements an den Phasenschieber ausgeglichen wird, so dass jene unausgeglichenen parasitären Impedanzen durch das ergänzende Impedanzelement ausgeglichen werden. In der bevorzugten Ausführungsform weist der erste Schalter mehrere auswählbare Weichen auf, wobei jede Weiche eine Antenneneinspeisung mit der Signalleitung verbindet. Der zweite Schalter weist auch mehrere Weichen auf, wobei jede Weiche einen Signalpfad mit der Signalleitung aktiv verbindet. Es ist außerdem möglich, zwei oder mehr Signalpfade gleichzeitig mit derselben Antenne mithilfe eines entsprechenden aktivierten Schaltzustands zu verbinden. In jeder Signalleitung ist ein Filter angeordnet, das einem Frequenzband zugeordnet ist. Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren wird ein dritter Schalter verwendet, um ein ausgewähltes Anpassungselement mit der Signalleitung zu koppeln. Das Anpassungselement wird in Abhängigkeit von den Frequenzbändern, die aktiv mit der Signalleitung verbunden sind, ausgesucht und derart gewählt, dass eine optimierte Anpassung erzielt wird.

Im Folgenden wird die Erfindung ausführlicher unter Bezugnahme auf Ausführungsbeispiele und die begleitenden Figuren erläutert.

Die Figuren sind lediglich schematisch gezeichnet und können zum besseren Verständnis vereinfacht sein.

1 zeigt eine zweistufige Anordnung einer ersten und einer zweiten elektronischen Komponente,

2 zeigt die parasitären Elemente der zwei elektrischen Komponenten von 1,

3 zeigt einen Phasenschieber, der aus parasitären Elementen und einem Ausgleichselement gebildet ist,

4 zeigt vier Arten von Phasenschiebern, die als T-Abschnitte und Pi-Abschnitte ausgeführt sind,

5 zeigt einen Schalter zusammen mit seinem repräsentativen Ersatzschaltbild,

6 zeigt eine Reihenverbindung zweier Schalter,

7A zeigt die zwei Schalter mit einem dazwischen gekoppelten Ausgleichselement,

7B zeigt einen Ersatzschaltplan der Anordnung von 7A,

8 zeigt einen Ersatzschaltplan eines Pi-Abschnitts mit unausgeglichenen parasitären Kapazitäten, die durch eine ergänzende parallele Kapazität ausgeglichen werden,

9 zeigt einen Diplexer mit einer parallelen Anpassungsspule,

10 zeigt eine mehrstufige Anordnung, die aus zwei Schaltern, einer Ausgleichsspule und schaltbaren Anpassungselementen, die zwischen den zwei Schaltern verbunden sind, besteht, und

11 zeigt einen Phasenschieber, der aus parasitären Impedanzelementen und einer Ausgleichsspule gefertigt ist, der ferner ein paralleles Anpassungselement umfasst.

1 zeigt eine Reihenverbindung zweier elektrischer Komponenten EC1 und EC2, die jeweils in einer ersten bzw. einer zweiten Stufe angeordnet sind. Die zwei Stufen können in einer Reihensignalleitung angeordnet sein. Jedoch ist es auch möglich, dass sich die zwei Stufen innerhalb eines Querzweiges einer Schaltung befinden.

2: Eine elektronische Komponente EC1, EC2, wie in 1 dargestellt, kann ein repräsentatives parasitäres Impedanzelement IE1, IE2 aufweisen. Wenn die zwei elektronischen Komponenten der zweistufigen Anordnung desselben Typs sind, sind auch die parasitären Impedanzelemente vom selben Typ.

2 zeigt einen Ersatzschaltplan, in dem die zwei elektrischen Komponenten EC durch ihre parasitären Impedanzelemente IE1 und IE2 ersetzt sind.

Normalerweise sind parasitäre Impedanzelemente unerwünscht, da sie ein unerwünschtes Verhalten der elektronischen Komponente erzeugen können. Daher wäre es vorteilhaft, die parasitären Impedanzelemente auszugleichen.

3 zeigt ein Ersatzschaltbild, in dem zwei parasitäre Impedanzelemente IE1, IE2 gemäß der zweistufigen Anordnung von 1 gekoppelt sind, wobei ein Ausgleichselement CE zwischen der ersten und der zweiten elektronischen Komponente EC, somit zwischen dem ersten und dem zweiten parasitären Impedanzelement IE1, IE2, angeordnet ist. Zum Beispiel können Impedanzelemente IE eine Kapazität oder eine Induktivität repräsentieren. Außerdem kann das Impedanzelement als ein Reihenelement in dem Reihenzweig wirken oder es kann als ein in einem Querzweig angeordnetes paralleles Element wirken.

Die Erfindung schlägt vor, alle existierenden parasitären Impedanzelemente IE um ein Ausgleichselement CE zu ergänzen, um einen Phasenschieber mit diesen drei Elementen auszubilden. Je nach der Art des Impedanzelements IE können verschiedene Typen von Phasenschiebern ausgebildet werden.

4 zeigt vier Typen a) bis d) mit verschiedenen Kombinationen von parasitären Elementen IE und Ausgleichselementen CE, die einen T-Abschnitt oder einen Pi-Abschnitt bilden.

4A zeigt einen T-Abschnitt mit zwei parasitären Impedanzelementen IE1, IE2, die als Reihenkapazitäten wirken, und einem Ausgleichselement CE, das als eine Spule in einem Querzweig ausgeführt ist.

4B zeigt einen Pi-Abschnitt, der zwei in einer Reihe angeordnete Induktivitäten umfasst, von denen jede ein parasitäres Impedanzelement IE1, IE2 der entsprechenden elektrischen Komponente EC1, EC2 repräsentiert. Durch Hinzufügen einer parallelen Kapazität als eines Ausgleichselements CE wird die Anordnung vervollständigt, um einen Phasenschieber auszubilden.

4C zeigt einen Pi-Abschnitt, der zwei kapazitive Impedanzelemente IE1, IE2, umfasst, die beide in Querzweigen angeordnet sind. Der Phasenschieber wird dann als ein Pi-Abschnitt ausgeführt, der durch Einsetzen einer Induktivität als eines Ausgleichselements CE zwischen dem ersten und dem zweiten Impedanzelement in dem Reihenzweig vervollständigt werden kann.

4D zeigt einen anderen Phasenschieber, der als ein Pi-Abschnitt ausgebildet ist, wobei zwei parallele Spulen Impedanzelemente IE1, IE2 bilden, von denen jedes in einem Querzweig angeordnet ist, und ein Ausgleichselement CE als eine zwischen dem ersten und dem zweiten Impedanzelement in dem Reihenzweig angeordnete Kapazität ausgeführt ist.

5 zeigt lediglich als ein Beispiel einen Schalter SW mit drei Weichen. Der Schalter SW verbindet einen ersten Kontakt 1 mit einem beliebigen von Kontakten 2, 3 oder 4. In der Figur sind der erste Kontakt 1 und der zweite Kontakt 2 in dem gezeigten Schaltzustand verbunden. Während die Verbindung zwischen den Kontakten 1 und 2 als ein Widerstand wirkt, wird zwischen diesem Signalpfad und Masse ein parasitäres Element mit nennenswerter Impedanz wirksam.

Die linke Seite von 5 zeigt den Schalter in einer schematischen Darstellung mit einer Verbindung zwischen Anschlüssen A und B. Auf der rechten Seite von 5 ist das Ersatzschaltbild mit einem Widerstand R, der zwischen Anschlüssen A und B ausgebildet ist, und einem Querzweig, der das parasitäre Impedanzelement umfasst, das als eine Kapazität CSWB wirkt, dargestellt.

6 zeigt ein Blockdiagramm eines ersten und eines zweiten Schalters SWA und SWB, die in Reihe verschaltet sind, wobei parallele Kapazitäten als parasitäre Impedanzelemente wirksam sind.

7A stellt eine Lösung zum Ausgleichen der parasitären Impedanzelemente bereit, indem zwischen den ersten und den zweiten Schalter SW ein als eine Reihenspule LS ausgeführtes Ausgleichselement eingesetzt wird.

7B zeigt das Ersatzschaltbild mit einem Ausgleichselement, das nun zu einem als ein Phasenschieber wirkenden Pi-Abschnitt vervollständigt ist. Es ist anzumerken, dass ein Phasenschieber eine Phasenverschiebung erzeugt, aber keine weiteren Störeffekte mit sich bringt, weswegen er das Signal nicht stört.

Es ist eine Voraussetzung für einen idealen Phasenschieber, dass die Pi-Abschnitte oder T-Abschnitte ausgeglichen sind, was bedeutet, dass die Werte der doppelten parasitären Elemente hinsichtlich der Werte ähnlich sind. Wenn eine nennenswerte Unausgeglichenheit besteht, zeigt 8 eine Möglichkeit, wie diese Unausgeglichenheit durch Hinzufügen eines ergänzenden Impedanzelements ausgeglichen werden kann. Die Ausführungsform von 8 zeigt, wie eine Ergänzungskapazität CSP auf der linken Seite des Pi-Abschnitts von 7B hinzugefügt wird. Der Wert der Ergänzungskapazität wird derart gewählt, dass die folgende Gleichung erfüllt ist: CSWB = CSWA + CSP.

9 zeigt einen Diplexer, der zwei parallele Bandpassfilter F1, F2, die parallel angeordnet sind, umfasst. Zu Anpassungszwecken bezüglich der parasitären Kapazität wird eine Spule LP parallel zu beiden Filtern des Diplexers angeordnet.

10 zeigt eine Ausführungsform, in der zusätzlich zu dem erfindungsgemäßen Phasenschieber ein Ergänzungsschalter SWM mit der Signalleitung verbunden ist, was ermöglicht, beliebige Anpassungselemente ME mit der Signalleitung zu verbinden, um Anpassungsbedingungen zu erfüllen. Durch den Ergänzungsschalter SWM ist es möglich, je nach der Frequenz des Signals in der Signalleitung und den aktivierten Signalpfaden ein geeignetes Anpassungselement ME auszuwählen. Dadurch ist eine optimale Anpassung über einen großen Bereich von Frequenzen und über verschiedene Trägeraggregationsbandkombinationen möglich. Ein Ergänzungsschalter SWM kann mit der Signalleitung zwischen dem ersten und dem zweiten Schalter verbunden werden oder er kann lediglich mit einem der Schalter und nicht mit dem Abschnitt zwischen den Schaltern gekoppelt werden.

11 zeigt eine Ausführungsform, in der ein Pi-Abschnitt-Phasenschieber mit einer Reihenspule LS mit einem einzelnen Anpassungsquerelement MEp kombiniert ist. Sein Zweck besteht darin, z. B. eine Filterkomponente in einem Filterzweig anzupassen. Das Anpassungselement MEP kann eine Spule oder eine Kapazität sein und es kann der Schaltung hinzugefügt werden, auch wenn es zwischen dem durch Cswa repräsentierten Schalter SWA und LS angeordnet wird. Eine korrekte Dimensionierung der Werte der Elemente verhindert dann Resonanzeffekte in den Durchlassbändern des Betriebs.

Wie vorstehend erwähnt, ist es vorteilhaft, die negativen Effekte der parasitären Impedanzelemente einer elektrischen Komponente oder einer Schaltung elektrischer Komponenten auszugleichen, indem ein idealer Phasenschieber unter Verwendung dieser parasitären Impedanzelemente und eines einzusetzenden Ausgleichselements gebildet wird, wodurch ein Phasenschieber in Form eines Pi-Abschnitts oder eines T-Abschnitts ausgebildet wird.

Im Folgenden werden einige Gleichungen gegeben, wie ein optimaler Wert für das Ausgleichselement berechnet werden kann, um einen idealen Phasenschieber zu erzielen. Für diese Berechnung können ABCD-Matrizen verwendet werden, um eine Übertragungsleitung mit einer charakteristischen Impedanz von Z0 und einer entsprechenden Phasenverschiebung von φ zu darzustellen. Es ist zu beachten, dass jede Übertragungsleitung eine charakteristische Phasenverschiebung aufweist. Eine weitere Matrix kann verwendet werden, um ein konzentriertes äquivalentes Phasenverschiebungsnetzwerk zu repräsentieren, das L- und C-Komponenten umfasst. Durch Gleichsetzen dieser zwei Matrizen, können die Werte der Ls und Cs in dem konzentrierten Netzwerk bestimmt werden. Dieses Verfahren wird für vier verschiedene Phasenschieber gemäß den in 4 dargestellten Ausführungsformen gezeigt.

4A zeigt einen Hochpass-T-Abschnitt-Phasenschieber, dessen ABC-Matrix folgendermaßen geschrieben werden kann:

Als Nächstes wird eine ABCD-Matrix für eine Übertragungsleitung der charakteristischen Impedanz Z0 und der charakteristischen Phasenverschiebung von φ folgendermaßen geschrieben:

Wenn diese zwei Matrizen gleichgesetzt werden, kann die Gleichung nach dem gewünschten Ausgleichselement CE, das in der Ausführungsform von 4A eine Spule ist, aufgelöst werden.

Wenn L1 in einen alternierenden Matrixeintrag eingesetzt wird, kann die Gleichung nach C1 aufgelöst werden:

Wie ersichtlich, ist die Phase φ von der Frequenz (durch ω), der Phase ϕ und der Impedanz Z0 abhängig. Die parasitäre Kapazität, Frequenz und Impedanz sind bekannt und können in die Gleichung eingesetzt werden. Folglich kann die Phase berechnet und in die erste Gleichung eingesetzt werden, die dann nach L1 aufgelöst wird.

Mithilfe ähnlicher Berechnungen können entsprechende Werte zum Ausbilden eines idealen Phasenschiebers gemäß den in 43, 4C und 4D dargestellten Pi- und T-Gliedern berechnet werden. Für einen Tiefpass-T-Abschnitt, wie in 4B dargestellt, ergibt eine Gleichung für die (parasitäre) Kapazität: während der Wert des Ausgleichselements folgendermaßen berechnet werden kann:

Für einen Hochpass-Pi-Abschnitt-Phasenschieber gemäß 4D ist Folgendes erfüllt:

Für einen Tiefpass-Pi-Abschnitt gemäß der Ausführungsform von 4C sind folgende Gleichungen erfüllt:

Mithilfe der vorstehend gegebenen Formeln können optimale Werte für das erforderliche Ausgleichselement CE auf der Grundlage seiner jeweiligen Gegenelemente berechnet werden. Sie sind über die Frequenz stabil, während die wirksame Phasenrotation es nicht ist.

Trotz einer begrenzten Anzahl von Ausführungsformen ist die Erfindung nicht auf die erläuterten Ausführungsformen und Figuren beschränkt. Die Erfindung ist durch den Wortlaut von Anspruch 1 bestimmt und umfasst weitere Ausführungsformen, die erzielt werden können, wenn neue Elemente, die in den Ausführungsformen und den Unteransprüchen verwendet werden, kombiniert werden.

Auflistung verwendeter Bezugszeichen

  • C1, C2
    Kapazität
    CE
    Ausgleichselement
    CSP
    Ergänzungskapazität
    EC1
    erste elektrische Komponente in einer ersten Stufe
    EC2
    zweite elektrische Komponente in einer zweiten Stufe
    F
    Filter
    f0
    Arbeitsfrequenz
    IE1, IE2
    erstes und ein zweites parasitäres Impedanzelement
    LS, LP
    ausgleichende Induktivitätselemente
    ME
    Anpassungselement
    SWA, SWB
    erster und zweiter Schalter
    SWM
    dritter Schalter, auswählender Bandauswahlschalter Antennenauswahlschalter
    CA
    Trägeraggregation